Multiplexage par répartition en fréquence orthogonale

OrthogonalitéEdit

Conceptuellement, l’OFDM est une méthode spécialisée de multiplexage par répartition en fréquence (FDM), avec la contrainte supplémentaire que tous les signaux des sous-porteuses dans un canal de communication sont orthogonaux les uns aux autres.

Dans l’OFDM, les fréquences des sous-porteuses sont choisies de manière à ce que les sous-porteuses soient orthogonales entre elles, ce qui signifie que la diaphonie entre les sous-canaux est éliminée et que les bandes de garde inter-porteuses ne sont pas nécessaires. Cela simplifie grandement la conception de l’émetteur et du récepteur ; contrairement au FDM conventionnel, un filtre séparé pour chaque sous-canal n’est pas nécessaire.

L’orthogonalité exige que l’espacement des sous-porteuses soit Δ f = k T U {\displaystyle \scriptstyle \Delta f\,=\,{\frac {k}{T_{U}}}}

Hertz, où TU secondes est la durée utile du symbole (la taille de la fenêtre côté récepteur), et k est un nombre entier positif, généralement égal à 1. Cela stipule que chaque fréquence porteuse subit k cycles complets de plus par période de symbole que la porteuse précédente. Par conséquent, avec N sous-porteuses, la largeur de bande passante totale sera B ≈ N-Δf (Hz).

L’orthogonalité permet également une efficacité spectrale élevée, avec un débit de symboles total proche du taux de Nyquist pour le signal en bande de base équivalent (c’est-à-dire proche de la moitié du taux de Nyquist pour le signal en bande passante physique à double bande latérale). La quasi-totalité de la bande de fréquences disponible peut être utilisée. L’OFDM a généralement un spectre presque « blanc », ce qui lui confère des propriétés d’interférence électromagnétique bénignes par rapport aux autres utilisateurs de co-canaux.

Un exemple simple : Une durée de symbole utile TU = 1 ms nécessiterait un espacement des sous-porteuses de Δ f = 1 1 m s = 1 k H z {\displaystyle \scriptstyle \Delta f\,=\,{\frac {1}{1\, \mathrm {ms} }}\,=\,1\,\mathrm {kHz} }

(ou un multiple entier de celui-ci) pour l’orthogonalité. N = 1 000 sous-porteuses donnerait une largeur de bande passante totale de NΔf = 1 MHz. Pour ce temps de symbole, la largeur de bande requise en théorie selon Nyquist est B W = R / 2 = ( N / T U ) / 2 = 0,5 M H z {\displaystyle \scriptstyle \mathrm {BW} =R/2=(N/T_{U})/2=0,5\,\mathrm {MHz} }

(la moitié de la bande passante requise par notre système), où R est le débit binaire et où N = 1 000 échantillons par symbole par FFT. Si un intervalle de garde est appliqué (voir ci-dessous), la largeur de bande requise par Nyquist serait encore plus faible. La FFT donnerait N = 1 000 échantillons par symbole. Si aucun intervalle de garde n’était appliqué, on obtiendrait un signal complexe en bande de base avec une fréquence d’échantillonnage de 1 MHz, ce qui nécessiterait une largeur de bande en bande de base de 0,5 MHz selon Nyquist. Toutefois, le signal RF de bande passante est produit en multipliant le signal de bande de base par une forme d’onde porteuse (c’est-à-dire une modulation d’amplitude en quadrature à double bande latérale), ce qui donne une largeur de bande de bande passante de 1 MHz. Un système de modulation à bande latérale unique (BLU) ou à bande latérale résiduelle (BDS) permettrait d’obtenir presque la moitié de cette largeur de bande pour le même débit de symboles (c’est-à-dire une efficacité spectrale deux fois plus élevée pour la même longueur d’alphabet de symboles). Il est cependant plus sensible aux interférences par trajets multiples.

L’OFDM nécessite une synchronisation de fréquence très précise entre le récepteur et l’émetteur ; avec un décalage de fréquence, les sous-porteuses ne seront plus orthogonales, ce qui provoque des interférences inter-porteuses (ICI) (c’est-à-dire de la diaphonie entre les sous-porteuses). Les écarts de fréquence sont généralement causés par des oscillateurs d’émetteur et de récepteur mal adaptés, ou par un décalage Doppler dû à un mouvement. Si le décalage Doppler seul peut être compensé par le récepteur, la situation s’aggrave lorsqu’il est combiné à des trajets multiples, car des réflexions apparaîtront à différents décalages de fréquence, ce qui est beaucoup plus difficile à corriger. Cet effet s’aggrave généralement avec l’augmentation de la vitesse et constitue un facteur important limitant l’utilisation de l’OFDM dans les véhicules à grande vitesse. Afin d’atténuer l’ICI dans de tels scénarios, on peut façonner chaque sous-porteuse de manière à minimiser l’interférence résultant du chevauchement de sous-porteuses non orthogonales. Par exemple, un système à faible complexité appelé WCP-OFDM (Weighted Cyclic Prefix Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) consiste à utiliser des filtres courts à la sortie de l’émetteur afin de réaliser une mise en forme d’impulsions potentiellement non rectangulaires et une reconstruction quasi parfaite à l’aide d’une égalisation à une seule prise par sous-porteuse. Les autres techniques de suppression de l’ICI augmentent généralement de manière drastique la complexité du récepteur.

Mise en œuvre à l’aide de l’algorithme FFTEdit

L’orthogonalité permet une mise en œuvre efficace du modulateur et du démodulateur à l’aide de l’algorithme FFT du côté du récepteur, et de la FFT inverse du côté de l’émetteur. Bien que les principes et certains des avantages soient connus depuis les années 1960, l’OFDM est aujourd’hui populaire pour les communications à large bande grâce à des composants de traitement du signal numérique à faible coût qui peuvent calculer efficacement la FFT.

Le temps de calcul de la FFT inverse ou de la transformée FFT doit être inférieur au temps de chaque symbole,:84 ce qui, par exemple pour la DVB-T (FFT 8k), signifie que le calcul doit être effectué en 896 µs ou moins.

Pour une FFT à 8192 points, on peut faire l’approximation suivante :

M I P S = c o m p u t a t i o n a l c o m p l e x i t y T s y m b o l × 1.3 × 10 – 6 = 147 456 × 2 896 × 10 – 6 × 1.3 × 10 – 6 = 428 {\displaystyle {\begin{aligned}\mathrm {MIPS} &={\frac {\mathrm {complexité informatique} }{T_{\mathrm {symbol}} }}}\times 1.3\times 10^{-6}\&={\frac {147\;456\times 2}{896\times 10^{-6}}}\times 1.3\times 10^{-6}\&=428\end{aligned}}}

• MIPS = Million d’instructions par seconde

La demande de calcul s’échelonne approximativement de façon linéaire avec la taille de la FFT, donc une FFT de taille double nécessite deux fois plus de temps et vice versa.:83À titre de comparaison, un processeur Intel Pentium III à 1,266 GHz est capable de calculer une FFT de 8192 points en 576 µs en utilisant FFTW. Un Intel Pentium M à 1,6 GHz le fait en 387 µs. Intel Core Duo à 3,0 GHz le fait en 96,8 µs.

Intervalle de garde pour l’élimination des interférences intersymbolesEdit

Un principe clé de l’OFDM est que, puisque les schémas de modulation à faible débit de symboles (c’est-à-dire où les symboles sont relativement longs par rapport aux caractéristiques temporelles du canal) souffrent moins des interférences intersymboles causées par la propagation par trajets multiples, il est avantageux de transmettre un certain nombre de flux à faible débit en parallèle au lieu d’un seul flux à haut débit. Comme la durée de chaque symbole est longue, il est possible d’insérer un intervalle de garde entre les symboles OFDM, éliminant ainsi l’interférence intersymbole.

L’intervalle de garde élimine également le besoin d’un filtre de mise en forme des impulsions, et il réduit la sensibilité aux problèmes de synchronisation temporelle.

Un exemple simple : Si l’on envoie un million de symboles par seconde en utilisant la modulation conventionnelle à porteuse unique sur un canal sans fil, alors la durée de chaque symbole serait d’une microseconde ou moins. Cela impose des contraintes sévères sur la synchronisation et nécessite l’élimination des interférences par trajets multiples. Si le même million de symboles par seconde est réparti sur mille sous-canaux, la durée de chaque symbole peut être allongée d’un facteur mille (c’est-à-dire une milliseconde) pour une orthogonalité avec approximativement la même largeur de bande. Supposons qu’un intervalle de garde de 1/8 de la longueur du symbole soit inséré entre chaque symbole. Le brouillage intersymbole peut être évité si l’étalement temporel par trajets multiples (le temps entre la réception du premier et du dernier écho) est plus court que l’intervalle de garde (c’est-à-dire 125 microsecondes). Cela correspond à une différence maximale de 37,5 kilomètres entre les longueurs des chemins.

Le préfixe cyclique, qui est transmis pendant l’intervalle de garde, est constitué de la fin du symbole OFDM copié dans l’intervalle de garde, et l’intervalle de garde est transmis suivi du symbole OFDM. La raison pour laquelle l’intervalle de garde consiste en une copie de la fin du symbole OFDM est que le récepteur intégrera sur un nombre entier de cycles sinusoïdaux pour chacun des trajets multiples lorsqu’il effectue la démodulation OFDM avec la FFT.

Dans certaines normes telles que Ultrawideband, dans l’intérêt de la puissance transmise, le préfixe cyclique est sauté et rien n’est envoyé pendant l’intervalle de garde. Le récepteur devra alors imiter la fonctionnalité du préfixe cyclique en copiant la partie finale du symbole OFDM et en l’ajoutant à la partie initiale.

Égalisation simplifiéeEdit

Les effets des conditions de canal sélectif en fréquence, par exemple l’évanouissement causé par la propagation par trajets multiples, peuvent être considérés comme constants (plats) sur un sous-canal OFDM si le sous-canal est suffisamment à bande étroite (c’est-à-dire si le nombre de sous-canaux est suffisamment grand). Cela rend possible une égalisation dans le domaine fréquentiel au niveau du récepteur, ce qui est beaucoup plus simple que l’égalisation dans le domaine temporel utilisée dans la modulation classique à porteuse unique. En OFDM, l’égaliseur doit seulement multiplier chaque sous-porteuse détectée (chaque coefficient de Fourier) dans chaque symbole OFDM par un nombre complexe constant, ou une valeur rarement modifiée. À un niveau fondamental, les égaliseurs numériques plus simples sont meilleurs parce qu’ils nécessitent moins d’opérations, ce qui se traduit par moins d’erreurs d’arrondi dans l’égaliseur. Ces erreurs d’arrondi peuvent être considérées comme du bruit numérique et sont inévitables.

Notre exemple : L’égalisation OFDM dans l’exemple numérique ci-dessus nécessiterait une multiplication à valeur complexe par sous-porteuse et par symbole (c’est-à-dire N = 1000 {\displaystyle \scriptstyle N\,=\,1000}.

multiplications complexes par symbole OFDM ; c’est-à-dire un million de multiplications par seconde, au niveau du récepteur). L’algorithme FFT nécessite N log 2 N = 10 , 000 {\displaystyle \scriptstyle N\log _{2}N\,=\,10,000}

. multiplications à valeur complexe par symbole OFDM (c’est-à-dire 10 millions de multiplications par seconde), tant du côté du récepteur que de l’émetteur. Il convient de comparer ce résultat avec le cas correspondant de modulation monoporteuse à un million de symboles/seconde mentionné dans l’exemple, où l’égalisation d’un étalement temporel de 125 microsecondes à l’aide d’un filtre FIR nécessiterait, dans une mise en œuvre naïve, 125 multiplications par symbole (c’est-à-dire 125 millions de multiplications par seconde). Les techniques de FFT peuvent être utilisées pour réduire le nombre de multiplications pour un égaliseur dans le domaine temporel basé sur un filtre FIR à un nombre comparable à celui de l’OFDM, au prix d’un délai entre la réception et le décodage qui devient également comparable à celui de l’OFDM.

Si une modulation différentielle telle que DPSK ou DQPSK est appliquée à chaque sous-porteuse, l’égalisation peut être complètement omise, puisque ces schémas non cohérents sont insensibles aux distorsions d’amplitude et de phase qui changent lentement.

Dans un sens, les améliorations de l’égalisation FIR utilisant des FFT ou des FFT partielles conduisent mathématiquement plus près de l’OFDM, mais la technique OFDM est plus facile à comprendre et à mettre en œuvre, et les sous-canaux peuvent être adaptés indépendamment d’autres façons que la variation des coefficients d’égalisation, comme la commutation entre différents motifs de constellation QAM et des schémas de correction d’erreurs pour correspondre aux caractéristiques de bruit et d’interférence des sous-canaux individuels.

Certaines des sous-porteuses dans certains des symboles OFDM peuvent porter des signaux pilotes pour la mesure des conditions de canal (c’est-à-dire, le gain de l’égaliseur et le déphasage pour chaque sous-porteuse). Les signaux pilotes et les symboles d’entraînement (préambules) peuvent également être utilisés pour la synchronisation temporelle (pour éviter l’interférence entre symboles, ISI) et la synchronisation en fréquence (pour éviter l’interférence entre porteuses, ICI, causée par le décalage Doppler).

L’OFDM a été initialement utilisé pour les communications sans fil câblées et stationnaires. Cependant, avec un nombre croissant d’applications fonctionnant dans des environnements très mobiles, l’effet de l’évanouissement dispersif causé par une combinaison de propagation par trajets multiples et de décalage Doppler est plus important. Au cours de la dernière décennie, des recherches ont été effectuées sur la façon d’égaliser la transmission OFDM sur des canaux doublement sélectifs.

Codage de canal et entrelacementEdit

L’OFDM est invariablement utilisé en conjonction avec un codage de canal (correction d’erreur directe), et utilise presque toujours un entrelacement de fréquence et/ou de temps.

L’entrelacement de fréquence (sous-porteuse) augmente la résistance aux conditions de canal sélectif en fréquence telles que l’évanouissement. Par exemple, lorsqu’une partie de la largeur de bande du canal s’évanouit, l’entrelacement en fréquence garantit que les erreurs binaires qui résulteraient de ces sous-porteuses dans la partie évanouie de la largeur de bande sont réparties dans le flux binaire plutôt que d’être concentrées. De même, l’entrelacement temporel garantit que les bits qui sont à l’origine proches les uns des autres dans le flux binaire sont transmis de manière très espacée dans le temps, ce qui atténue l’évanouissement important qui se produirait lors d’un déplacement à grande vitesse.

Cependant, l’entrelacement temporel présente peu d’avantages dans les canaux à évanouissement lent, comme pour la réception stationnaire, et l’entrelacement de fréquence offre peu ou pas d’avantages pour les canaux à bande étroite qui souffrent d’un évanouissement plat (où toute la largeur de bande du canal s’estompe en même temps).

La raison pour laquelle l’entrelacement est utilisé sur l’OFDM est de tenter de répartir les erreurs dans le flux de bits qui est présenté au décodeur de correction d’erreurs, car lorsque de tels décodeurs sont présentés avec une forte concentration d’erreurs, le décodeur est incapable de corriger toutes les erreurs de bits, et une salve d’erreurs non corrigées se produit. Une conception similaire du codage des données audio rend la lecture des disques compacts (CD) robuste.

Un type classique de codage de correction d’erreur utilisé avec les systèmes basés sur l’OFDM est le codage convolutif, souvent concaténé avec le codage de Reed-Solomon. Habituellement, un entrelacement supplémentaire (en plus de l’entrelacement temporel et fréquentiel mentionné ci-dessus) entre les deux couches de codage est mis en œuvre. Le choix du codage de Reed-Solomon comme code de correction d’erreurs extérieur est basé sur l’observation que le décodeur de Viterbi utilisé pour le décodage convolutionnel intérieur produit de courtes salves d’erreurs lorsqu’il y a une forte concentration d’erreurs, et que les codes de Reed-Solomon sont intrinsèquement bien adaptés à la correction des salves d’erreurs.

Les nouveaux systèmes, cependant, adoptent généralement maintenant des types de codes de correction d’erreurs quasi-optimaux qui utilisent le principe du turbo-décodage, où le décodeur itère vers la solution souhaitée. Parmi les exemples de ces types de codes de correction d’erreurs figurent les turbo-codes et les codes LDPC, dont les performances sont proches de la limite de Shannon pour le canal à bruit blanc gaussien additif (AWGN). Certains systèmes qui ont mis en œuvre ces codes les ont concaténés avec des codes de Reed-Solomon (par exemple sur le système MediaFLO) ou des codes BCH (sur le système DVB-S2) pour améliorer un plancher d’erreurs inhérent à ces codes à des rapports signal/bruit élevés.

Transmission adaptativeEdit

La résilience aux conditions de canal sévères peut être encore améliorée si des informations sur le canal sont envoyées sur un canal de retour. Sur la base de ces informations de retour, la modulation adaptative, le codage de canal et l’allocation de puissance peuvent être appliqués à toutes les sous-porteuses, ou individuellement à chaque sous-porteuse. Dans ce dernier cas, si une gamme particulière de fréquences souffre d’interférence ou d’atténuation, les porteuses dans cette gamme peuvent être désactivées ou rendues plus lentes en appliquant une modulation ou un codage d’erreur plus robuste à ces sous-porteuses.

Le terme modulation multitonale discrète (DMT) désigne les systèmes de communication basés sur l’OFDM qui adaptent la transmission aux conditions du canal individuellement pour chaque sous-porteuse, au moyen de ce qu’on appelle la charge de bits. Les exemples sont l’ADSL et le VDSL.

Les débits amont et aval peuvent être variés en allouant soit plus ou moins de porteuses à chaque fin. Certaines formes de DSL à débit adaptatif utilisent cette fonction en temps réel, de sorte que le débit binaire est adapté aux interférences cocanal et que la bande passante est allouée à l’abonné qui en a le plus besoin.

OFDM étendu avec accès multipleModifier

L’OFDM, dans sa forme primaire, est considéré comme une technique de modulation numérique, et non comme une méthode d’accès aux canaux multi-utilisateurs, car il est utilisé pour transférer un flux binaire sur un canal de communication en utilisant une séquence de symboles OFDM. Cependant, l’OFDM peut être combiné avec un accès multiple utilisant une séparation temporelle, fréquentielle ou de codage des utilisateurs.

Dans l’accès multiple par répartition en fréquence orthogonale (OFDMA), l’accès multiple par répartition en fréquence est réalisé en attribuant différents sous-canaux OFDM à différents utilisateurs. L’OFDMA prend en charge la qualité de service différenciée en attribuant un nombre différent de sous-porteuses à différents utilisateurs de la même manière que dans l’AMRC, ce qui permet d’éviter les schémas complexes d’ordonnancement des paquets ou de contrôle d’accès aux médias. L’OFDMA est utilisé dans :

• le mode de mobilité de la norme IEEE 802.16 Wireless MAN, communément appelée WiMAX,
• la norme IEEE 802.20 mobile Wireless MAN, communément appelée MBWA,
• la liaison descendante de la norme 3GPP Long Term Evolution (LTE) de quatrième génération de large bande mobile. L’interface radio était auparavant nommée High Speed OFDM Packet Access (HSOPA), maintenant nommée Evolved UMTS Terrestrial Radio Access (E-UTRA).
• la norme 3GPP 5G NR (New Radio) de réseau mobile de cinquième génération en liaison descendante et en liaison montante. La 5G NR est le successeur de la LTE.
• le projet Ultra Mobile Broadband (UMB) de Qualcomm/3GPP2, aujourd’hui disparu, destiné à succéder à la CDMA2000, mais remplacé par la LTE.

L’OFDMA est également une méthode d’accès candidate pour les réseaux régionaux sans fil (WRAN) IEEE 802.22. Le projet vise à concevoir la première norme basée sur la radio cognitive fonctionnant dans le spectre VHF-low UHF (spectre TV).

• La modification la plus récente de la norme 802.11, à savoir 802.11ax, inclut l’OFDMA pour une efficacité élevée et une communication simultanée.

Dans l’accès multiple par répartition de code multi-porteuse (MC-CDMA), également connu sous le nom d’OFDM-CDMA, l’OFDM est combiné avec la communication à spectre étalé CDMA pour la séparation de codage des utilisateurs. Les interférences entre canaux peuvent être atténuées, ce qui signifie que la planification manuelle des fréquences pour l’attribution fixe des canaux (FCA) est simplifiée, ou que les schémas complexes d’attribution dynamique des canaux (DCA) sont évités.

Diversité spatialeEdit

Dans la radiodiffusion à grande échelle basée sur l’OFDM, les récepteurs peuvent bénéficier de la réception simultanée de signaux provenant de plusieurs émetteurs dispersés dans l’espace, puisque les émetteurs n’interfèrent de manière destructive les uns avec les autres que sur un nombre limité de sous-porteuses, alors qu’en général, ils renforcent réellement la couverture sur une large zone. Cette caractéristique est très avantageuse dans de nombreux pays, car elle permet l’exploitation de réseaux nationaux à fréquence unique (SFN), où de nombreux émetteurs envoient le même signal simultanément sur la même fréquence de canal. Les SFN utilisent le spectre disponible plus efficacement que les réseaux de radiodiffusion multifréquence classiques (MFN), où le contenu des programmes est reproduit sur différentes fréquences porteuses. Les réseaux SFN permettent également un gain de diversité dans les récepteurs situés à mi-chemin entre les émetteurs. La zone de couverture est augmentée et la probabilité de panne diminuée par rapport à un MFN, en raison de l’augmentation de l’intensité du signal reçu moyennée sur toutes les sous-porteuses.

Bien que l’intervalle de garde ne contienne que des données redondantes, ce qui signifie qu’il réduit la capacité, certains systèmes basés sur l’OFDM, comme certains des systèmes de radiodiffusion, utilisent délibérément un long intervalle de garde afin de permettre aux émetteurs d’être plus espacés dans un SFN, et des intervalles de garde plus longs permettent des cellules SFN de plus grande taille. Une règle empirique pour la distance maximale entre les émetteurs dans un SFN est égale à la distance parcourue par un signal pendant l’intervalle de garde – par exemple, un intervalle de garde de 200 microsecondes permettrait d’espacer les émetteurs de 60 km.

Un réseau à fréquence unique est une forme de macrodiversité des émetteurs. Le concept peut être encore utilisé dans les réseaux monofréquence dynamiques (DSFN), où le groupement SFN est modifié d’un intervalle de temps à l’autre.

L’OFDM peut être combiné avec d’autres formes de diversité spatiale, par exemple les réseaux d’antennes et les canaux MIMO. C’est ce qui est fait dans les normes IEEE 802.11 Wireless LAN.

Amplificateur de puissance d’émetteur linéaireEdit

Un signal OFDM présente un rapport de puissance de crête à moyenne (PAPR) élevé parce que les phases indépendantes des sous-porteuses font qu’elles se combinent souvent de manière constructive. La gestion de ce PAPR élevé nécessite :

• Un convertisseur numérique-analogique (CNA) à haute résolution dans l’émetteur
• Un convertisseur analogique-numérique (CAN) à haute résolution dans le récepteur
• Une chaîne de signaux linéaire

Toute non-linéarité dans la chaîne de signaux provoquera une distorsion d’intermodulation qui

• Augmente le plancher de bruit
• Peut provoquer des interférences entre porteuses
• Génère des rayonnements parasites hors bande

L’exigence de linéarité est exigeante, notamment pour les circuits de sortie RF des émetteurs où les amplificateurs sont souvent conçus pour être non linéaires afin de minimiser la consommation d’énergie. Dans les systèmes OFDM pratiques, une petite quantité d’écrêtage de crête est autorisée pour limiter le PAPR dans un compromis judicieux contre les conséquences ci-dessus. Toutefois, le filtre de sortie de l’émetteur qui est nécessaire pour réduire les éruptions hors bande à des niveaux légaux a pour effet de rétablir les niveaux de crête qui ont été écrêtés, de sorte que l’écrêtage n’est pas un moyen efficace de réduire le PAPR.

Bien que l’efficacité spectrale de l’OFDM soit attrayante pour les communications terrestres et spatiales, les exigences élevées de PAPR ont jusqu’à présent limité les applications de l’OFDM aux systèmes terrestres.

Le facteur de crête CF (en dB) pour un système OFDM avec n sous-porteuses non corrélées est

C F = 10 log 10 ( n ) + C F c {\displaystyle CF=10\log _{10}(n)+CF_{c}}.

où CFc est le facteur de crête (en dB) pour chaque sous-porteuse.(CFc est de 3,01 dB pour les ondes sinusoïdales utilisées pour la modulation BPSK et QPSK).

Par exemple, le signal DVB-T en mode 2K est composé de 1705 sous-porteuses qui sont chacune modulées en QPSK, ce qui donne un facteur de crête de 35.32 dB.

De nombreuses techniques de réduction du PAPR (ou facteur de crête) ont été développées, par exemple, sur la base de l’écrêtage interactif.

La gamme dynamique requise pour un récepteur FM est de 120 dB alors que la DAB ne nécessite qu’environ 90 dB. A titre de comparaison, chaque bit supplémentaire par échantillon augmente la gamme dynamique de 6 dB.

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