Ortogonalne multipleksowanie z podziałem częstotliwości

OrtogonalnośćEdit

Koncepcyjnie, OFDM jest wyspecjalizowaną metodą multipleksowania z podziałem częstotliwości (FDM), z dodatkowym ograniczeniem, że wszystkie sygnały podnośnych w kanale komunikacyjnym są ortogonalne do siebie.

W OFDM, częstotliwości podnośnych są tak dobrane, że podnośne są ortogonalne do siebie, co oznacza, że przesłuch między podkanałami jest wyeliminowany i nie są wymagane międzynośne pasma ochronne. To znacznie upraszcza konstrukcję zarówno nadajnika, jak i odbiornika; w przeciwieństwie do konwencjonalnego FDM nie jest wymagany osobny filtr dla każdego podkanału.

Ortogonalność wymaga, aby odstęp podnośnych wynosił Δ f = k T U {Delta f = k T U {frac {k}{T_{U}}}}

herców, gdzie TU sekund jest użytecznym czasem trwania symbolu (rozmiar okna po stronie odbiornika), a k jest dodatnią liczbą całkowitą, zwykle równą 1. Oznacza to, że każda częstotliwość nośna przechodzi k więcej pełnych cykli w okresie symbolu niż poprzednia nośna. Dlatego, przy N podnośnych, całkowita szerokość pasma przenoszenia będzie wynosić B ≈ N-Δf (Hz).

Ortogonalność umożliwia również wysoką wydajność spektralną, z całkowitą szybkością symbolu bliską szybkości Nyquista dla równoważnego sygnału pasma podstawowego (tj. bliską połowie szybkości Nyquista dla fizycznego sygnału pasma przepustowego o podwójnym paśmie). Prawie całe dostępne pasmo częstotliwości może być wykorzystane. OFDM generalnie ma prawie „białe” widmo, co daje mu łagodne właściwości w zakresie zakłóceń elektromagnetycznych w odniesieniu do innych użytkowników współkanałowych.

Prosty przykład: Użyteczny czas trwania symbolu TU = 1 ms wymagałby odstępu między podnośnymi wynoszącego Δ f = 1 1 m s = 1 k H z {Delta f},= {frac {1}{1}, ™mathrm {ms} }}, = {frac {1}{1,™mathrm {kHz} }

(lub całkowita wielokrotność tej wartości) dla ortogonalności. N = 1 000 podnośnych daje całkowitą szerokość pasma przepustowego NΔf = 1 MHz. Dla tego czasu symbolu, wymagana szerokość pasma w teorii wg Nyquista wynosi B W = R / 2 = ( N / T U ) / 2 = 0,5 M H z { {displaystyle \scriptstyle \mathrm {BW} =R/2=(N/T_{U})/2=0,5\mathrm {MHz} }

(połowa uzyskanej szerokości pasma wymaganej przez nasz schemat), gdzie R jest przepływnością i gdzie N = 1000 próbek na symbol przez FFT. W przypadku zastosowania przedziału ochronnego (patrz niżej), wymagana szerokość pasma Nyquista byłaby jeszcze mniejsza. W wyniku FFT otrzymamy N = 1,000 próbek na symbol. Jeśli nie zastosowano by przerwy ochronnej, dałoby to w efekcie sygnał pasma podstawowego o złożonej wartości z częstotliwością próbkowania 1 MHz, co wymagałoby szerokości pasma podstawowego 0,5 MHz zgodnie z Nyquistem. Jednakże, sygnał RF pasma przepustowego jest wytwarzany poprzez zwielokrotnienie sygnału pasma podstawowego falą nośną (tj. podwójna kwadraturowa modulacja amplitudy pasma bocznego), co daje szerokość pasma przepustowego wynoszącą 1 MHz. Schemat modulacji z pojedynczą wstęgą boczną (SSB) lub ze śladową wstęgą boczną (VSB) pozwoliłby uzyskać prawie połowę tej szerokości pasma przy tej samej szybkości przesyłania symboli (tj. dwukrotnie wyższą sprawność widmową przy tej samej długości alfabetu symboli). Jest on jednak bardziej wrażliwy na zakłócenia wielodrogowe.

OFDM wymaga bardzo dokładnej synchronizacji częstotliwości między odbiornikiem a nadajnikiem; z odchyleniem częstotliwości podnośne nie będą już ortogonalne, powodując interferencję międzynośną (ICI) (tj. przesłuchy między podnośnymi). Przesunięcia częstotliwości są zazwyczaj spowodowane niedopasowanymi oscylatorami nadajnika i odbiornika lub przesunięciem dopplerowskim spowodowanym ruchem. Podczas gdy samo przesunięcie Dopplera może być kompensowane przez odbiornik, sytuacja pogarsza się w połączeniu z wielodrogowością, ponieważ odbicia pojawiają się przy różnych przesunięciach częstotliwości, co jest znacznie trudniejsze do skorygowania. Efekt ten zwykle pogarsza się wraz ze wzrostem prędkości i jest ważnym czynnikiem ograniczającym zastosowanie OFDM w pojazdach szybkich. W celu złagodzenia ICI w takich scenariuszach można kształtować każdą podnośną w taki sposób, aby zminimalizować zakłócenia wynikające z nakładania się nieortogonalnych podnośnych. Na przykład, schemat o niskiej złożoności określany jako WCP-OFDM (Weighted Cyclic Prefix Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) polega na zastosowaniu krótkich filtrów na wyjściu nadajnika w celu wykonania potencjalnie nieprostokątnego kształtowania impulsu i prawie doskonałej rekonstrukcji przy użyciu korekcji z pojedynczym otworem na podnośną. Inne techniki tłumienia ICI zwykle drastycznie zwiększają złożoność odbiornika.

Implementacja z wykorzystaniem algorytmu FFTEdit

Ortogonalność pozwala na wydajną implementację modulatora i demodulatora z wykorzystaniem algorytmu FFT po stronie odbiornika i odwrotnej FFT po stronie nadawcy. Chociaż zasady i niektóre z korzyści są znane od lat sześćdziesiątych, OFDM jest dziś popularny w komunikacji szerokopasmowej dzięki tanim komponentom cyfrowego przetwarzania sygnału, które mogą efektywnie obliczać FFT.

Czas obliczania odwrotnej FFT lub transformaty FFT musi być krótszy niż czas dla każdego symbolu,:84 co na przykład dla DVB-T (FFT 8k) oznacza, że obliczenia muszą być wykonane w 896 µs lub mniej.

Dla 8192-punktowej FFT można to przybliżyć w następujący sposób:

M I P S = k o m p u t a c j a k o m p l e k s y T s y m b o l × 1,3 × 10 – 6 = 147 456 × 2 896 × 10 – 6 × 1,3 × 10 – 6 = 428 {{displaystyle {{begin{aligned}}}}MIPS} &={frac {złożoność obliczeniowa} }{T_{symbol}} &={frac {147>;456} razy 2}{896} razy 10^{-6}}}}} razy 1,3 razy 10^{-6}}}}} &=428}end{aligned}}

• MIPS = Milion instrukcji na sekundę

Zapotrzebowanie obliczeniowe w przybliżeniu skaluje się liniowo z rozmiarem FFT, więc FFT o podwójnym rozmiarze potrzebuje dwa razy więcej czasu i vice versa.:83 Dla porównania procesor Intel Pentium III o częstotliwości 1,266 GHz jest w stanie obliczyć 8192-punktową FFT w 576 µs używając FFTW. Intel Pentium M przy 1,6 GHz robi to w 387 µs. Intel Core Duo przy 3,0 GHz robi to w 96,8 µs.

Przedział ochronny do eliminacji zakłóceń międzysymbolowychEdit

Jedną z kluczowych zasad OFDM jest to, że ponieważ schematy modulacji o niskiej szybkości symbolu (tzn. takie, w których symbole są stosunkowo długie w porównaniu z charakterystyką czasową kanału) są w mniejszym stopniu narażone na zakłócenia międzysymbolowe spowodowane propagacją wielodrogową, korzystne jest równoległe nadawanie wielu strumieni o niskiej szybkości zamiast jednego strumienia o dużej szybkości. Ponieważ czas trwania każdego symbolu jest długi, możliwe jest wprowadzenie odstępu ochronnego pomiędzy symbolami OFDM, eliminując w ten sposób interferencję międzysymbolową.

Odstęp ochronny eliminuje również potrzebę stosowania filtru kształtującego impulsy i zmniejsza wrażliwość na problemy z synchronizacją czasową.

Prosty przykład: Jeśli wysyła się milion symboli na sekundę przy użyciu konwencjonalnej modulacji z jedną nośną przez kanał bezprzewodowy, to czas trwania każdego symbolu wynosiłby jedną mikrosekundę lub mniej. Nakłada to poważne ograniczenia na synchronizację i wymaga usunięcia zakłóceń wielodrogowych. Jeśli ten sam milion symboli na sekundę zostanie rozłożony na tysiąc podkanałów, czas trwania każdego symbolu może być dłuższy o czynnik tysięczny (tj. jedną milisekundę) dla ortogonalności przy w przybliżeniu tej samej szerokości pasma. Przyjmijmy, że pomiędzy każdy symbol wstawiany jest odstęp 1/8 długości symbolu. Zakłócenia międzysymbolowe mogą być uniknięte, jeśli rozrzut czasu wielodrogowego (czas między odbiorem pierwszego i ostatniego echa) jest krótszy niż odstęp ochronny (tj. 125 mikrosekund). Odpowiada to maksymalnej różnicy 37,5 kilometra między długościami ścieżek.

Przedrostek cykliczny, który jest transmitowany podczas odstępu ochronnego, składa się z końca symbolu OFDM skopiowanego do odstępu ochronnego, a odstęp ochronny jest transmitowany po symbolu OFDM. Powodem, że przedział wartowniczy składa się z kopii końca symbolu OFDM jest to, że odbiornik będzie integrował przez całkowitą liczbę cykli sinusoidy dla każdej z multiplatform, kiedy wykonuje demodulację OFDM z FFT.

W niektórych standardach, takich jak Ultrawideband, w interesie transmitowanej mocy, prefiks cykliczny jest pomijany i nic nie jest wysyłane podczas przedziału wartowniczego. Odbiornik będzie wtedy musiał naśladować funkcjonalność prefiksu cyklicznego przez kopiowanie końcowej części symbolu OFDM i dodawanie jej do części początkowej.

Uproszczona korekcjaEdit

Efekty warunków kanału selektywnego częstotliwościowo, na przykład zanikanie spowodowane propagacją wielościeżkową, mogą być uważane za stałe (płaskie) w podkanale OFDM, jeśli podkanał jest wystarczająco wąskopasmowy (tzn. jeśli liczba podkanałów jest wystarczająco duża). Dzięki temu możliwa jest korekcja w dziedzinie częstotliwości w odbiorniku, która jest znacznie prostsza niż korekcja w dziedzinie czasu stosowana w konwencjonalnej modulacji z jedną nośną. W OFDM korektor musi jedynie pomnożyć każdą wykrytą podnośną (każdy współczynnik Fouriera) w każdym symbolu OFDM przez stałą liczbę zespoloną, lub rzadko zmienianą wartość. Na podstawowym poziomie, prostsze cyfrowe korektory są lepsze, ponieważ wymagają mniejszej liczby operacji, co przekłada się na mniejszą liczbę błędów zaokrągleń w korektorze. Te błędy zaokrągleń mogą być postrzegane jako szum numeryczny i są nieuniknione.

Nasz przykład: Korekcja OFDM w powyższym przykładzie liczbowym wymagałaby jednego mnożenia o wartości złożonej na podnośną i symbol (tj. N = 1000 {{displaystyle \scriptstyle N\,=,1000}

złożonych mnożeń na symbol OFDM; tj. milion mnożeń na sekundę, w odbiorniku). Algorytm FFT wymaga N log 2 N = 10 , 000 {{displaystyle \scriptstyle N log _{2}N = 10,000}

. mnożeń o wartości zespolonej na symbol OFDM (czyli 10 milionów mnożeń na sekundę), zarówno po stronie odbiornika, jak i nadajnika. Należy to porównać z analogicznym, wspomnianym w przykładzie przypadkiem modulacji jednokanałowej milion symboli/sekundę, gdzie wyrównanie 125 mikrosekundowego rozrzutu czasowego za pomocą filtru FIR wymagałoby, w naiwnej implementacji, 125 mnożeń na symbol (czyli 125 milionów mnożeń na sekundę). Techniki FFT mogą być użyte do zmniejszenia liczby mnożeń dla korektora czasowo-domenowego opartego na filtrze FIR do liczby porównywalnej z OFDM, kosztem opóźnienia między odbiorem i dekodowaniem, które również staje się porównywalne z OFDM.

Jeśli modulacja różnicowa, taka jak DPSK lub DQPSK jest stosowana do każdej podnośnej, korekcja może być całkowicie pominięta, ponieważ te niekoherentne schematy są niewrażliwe na powoli zmieniające się zniekształcenia amplitudy i fazy.

W pewnym sensie, ulepszenia w korekcji FIR przy użyciu FFT lub częściowych FFT prowadzą matematycznie bliżej OFDM, ale technika OFDM jest łatwiejsza do zrozumienia i wdrożenia, a podkanały mogą być niezależnie dostosowane na inne sposoby niż zmienianie współczynników korekcji, takie jak przełączanie między różnymi wzorcami konstelacji QAM i schematami korekcji błędów, aby dopasować indywidualne podkanałowe charakterystyki szumów i zakłóceń.

Niektóre z podnośnych w niektórych symbolach OFDM mogą przenosić sygnały pilotażowe do pomiaru warunków kanału (tj, wzmocnienia equalizera i przesunięcia fazowego dla każdej podnośnej). Sygnały pilotażowe i symbole szkoleniowe (preambuły) mogą być również wykorzystywane do synchronizacji czasu (w celu uniknięcia interferencji międzysymbolowej, ISI) i synchronizacji częstotliwości (w celu uniknięcia interferencji międzynośnej, ICI, spowodowanej przesunięciem dopplerowskim).

OFDM był początkowo wykorzystywany do przewodowej i stacjonarnej komunikacji bezprzewodowej. Jednak wraz z rosnącą liczbą aplikacji działających w wysoce mobilnych środowiskach, efekt zaniku dyspersyjnego spowodowanego kombinacją propagacji wielościeżkowej i przesunięcia dopplerowskiego jest bardziej znaczący. W ciągu ostatniej dekady prowadzono badania nad sposobami wyrównywania transmisji OFDM w kanałach podwójnie selektywnych.

Kodowanie kanału i przeplotEdit

OFDM jest niezmiennie stosowany w połączeniu z kodowaniem kanału (forward error correction) i prawie zawsze wykorzystuje przeplot częstotliwości i/lub czasu.

Przeplot częstotliwości (podnośnej) zwiększa odporność na warunki kanału selektywnego częstotliwościowo, takie jak zanikanie. Na przykład, gdy część szerokości pasma kanału zanika, przeplot częstotliwości zapewnia, że błędy bitowe, które wynikałyby z tych podnośnych w zanikającej części pasma są rozłożone w strumieniu bitów, a nie są skoncentrowane. Podobnie, przeplot czasu zapewnia, że bity, które są pierwotnie blisko siebie w strumieniu bitów są przekazywane daleko od siebie w czasie, łagodząc w ten sposób przed poważnym zanikiem, jak by się stało podczas podróży z dużą prędkością.

Jednakże, przeplot czasu jest mało korzystne w powoli zanikających kanałach, takich jak dla odbioru stacjonarnego, a przeplot częstotliwości oferuje niewiele do żadnych korzyści dla kanałów wąskopasmowych, które cierpią z płaskim zanikiem (gdzie cała szerokość pasma kanału zanika w tym samym czasie).

Powodem, dla którego przeplot jest używany w OFDM jest próba rozłożenia błędów w strumieniu bitów, który jest prezentowany dekoderowi korekcji błędów, ponieważ kiedy takie dekodery są prezentowane z dużą koncentracją błędów, dekoder nie jest w stanie skorygować wszystkich błędów bitowych, i następuje wybuch nieskorygowanych błędów. Podobna konstrukcja kodowania danych audio sprawia, że odtwarzanie płyt kompaktowych (CD) jest odporne.

Klasycznym typem kodowania korekcji błędów stosowanym w systemach opartych na OFDM jest kodowanie konwolucyjne, często konkatenowane z kodowaniem Reeda-Solomona. Zazwyczaj pomiędzy tymi dwoma warstwami kodowania stosuje się dodatkowe przeplatanie (oprócz wspomnianego wcześniej przeplatania czasowego i częstotliwościowego). Wybór kodowania Reeda-Solomona jako zewnętrznego kodu korekcji błędów opiera się na obserwacji, że dekoder Viterbiego stosowany do wewnętrznego dekodowania konwolucyjnego wytwarza krótkie wybuchy błędów, gdy występuje duża koncentracja błędów, a kody Reeda-Solomona są z natury dobrze przystosowane do korygowania wybuchów błędów.

Nowsze systemy, jednakże, zazwyczaj obecnie przyjmują prawie optymalne rodzaje kodów korekcji błędów, które wykorzystują zasadę dekodowania turbo, gdzie dekoder iteruje w kierunku pożądanego rozwiązania. Przykłady takich typów kodowania korekcji błędów obejmują kody turbo i kody LDPC, które osiągają wyniki bliskie granicy Shannona dla kanału z addytywnym białym szumem gaussowskim (AWGN). Niektóre systemy, które zaimplementowały te kody, połączyły je z kodami Reed-Solomon (na przykład w systemie MediaFLO) lub BCH (w systemie DVB-S2), aby poprawić poziom błędu właściwy dla tych kodów przy wysokich stosunkach sygnału do szumu.

Transmisja adaptacyjnaEdit

Odporność na trudne warunki kanałowe może zostać dodatkowo zwiększona, jeżeli informacje o kanale są przesyłane kanałem zwrotnym. W oparciu o te informacje zwrotne, modulacja adaptacyjna, kodowanie kanału i przydział mocy mogą być stosowane na wszystkich podnośnych lub indywidualnie na każdej podnośnej. W tym drugim przypadku, jeśli określony zakres częstotliwości cierpi z powodu zakłóceń lub tłumienia, nośne w tym zakresie mogą być wyłączone lub wolniej działać przez zastosowanie bardziej solidnej modulacji lub kodowania błędów do tych podnośnych.

Termin dyskretna modulacja wielotonowa (DMT) oznacza systemy komunikacyjne oparte na OFDM, które dostosowują transmisję do warunków kanału indywidualnie dla każdej podnośnej, za pomocą tak zwanego obciążenia bitowego. Przykładami są ADSL i VDSL.

Prędkości w górę i w dół strumienia mogą być zróżnicowane przez przydzielenie albo więcej lub mniej nośnych dla każdego celu. Niektóre formy rate-adaptive DSL użyć tej funkcji w czasie rzeczywistym, tak, że bitrate jest dostosowany do zakłóceń co-channel i przepustowość jest przydzielana do któregokolwiek abonenta potrzebuje go najbardziej.

OFDM rozszerzony z wielokrotnym dostępemEdit

OFDM w swojej pierwotnej postaci jest uważany za technikę modulacji cyfrowej, a nie za metodę wielodostępu do kanału, ponieważ służy do przesyłania jednego strumienia bitów przez jeden kanał komunikacyjny przy użyciu jednej sekwencji symboli OFDM. Jednakże OFDM może być połączony z dostępem wielokrotnym z wykorzystaniem czasowej, częstotliwościowej lub kodowej separacji użytkowników.

W ortogonalnym dostępie wielokrotnym z podziałem częstotliwości (OFDMA), dostęp wielokrotny z podziałem częstotliwości jest osiągany przez przydzielenie różnych podkanałów OFDM różnym użytkownikom. OFDMA wspiera zróżnicowaną jakość usług poprzez przydzielenie różnej liczby podnośnych różnym użytkownikom w podobny sposób jak w CDMA, a zatem można uniknąć skomplikowanego szeregowania pakietów lub schematów kontroli dostępu do mediów. OFDMA jest używany w:

• tryb mobilny standardu IEEE 802.16 Wireless MAN, powszechnie określanego jako WiMAX,
• standard IEEE 802.20 Mobile Wireless MAN, powszechnie określany jako MBWA,
• standard 3GPP Long Term Evolution (LTE) czwartej generacji mobilnego standardu szerokopasmowego downlink. Interfejs radiowy był wcześniej nazwany High Speed OFDM Packet Access (HSOPA), obecnie nazwany Evolved UMTS Terrestrial Radio Access (E-UTRA).
• Standard 3GPP 5G NR (New Radio) piątej generacji sieci komórkowej downlink i uplink. 5G NR jest następcą LTE.
• nieistniejący już projekt Qualcomm/3GPP2 Ultra Mobile Broadband (UMB), który miał być następcą CDMA2000, ale został zastąpiony przez LTE.

OFDMA jest również kandydacką metodą dostępu dla IEEE 802.22 Wireless Regional Area Networks (WRAN). Projekt ma na celu zaprojektowanie pierwszego standardu opartego na radiu kognitywnym, działającego w spektrum VHF-low UHF (spektrum telewizyjne).

• Najnowsza poprawka standardu 802.11, a mianowicie 802.11ax, zawiera OFDMA dla wysokiej wydajności i jednoczesnej komunikacji.

W dostępie wielokrotnym z podziałem kodowym na wiele nośnych (MC-CDMA), znanym również jako OFDM-CDMA, OFDM jest połączony z komunikacją o widmie rozproszonym CDMA w celu kodowego rozdzielenia użytkowników. Współzakłócanie kanałów może być złagodzone, co oznacza, że ręczne planowanie częstotliwości ze stałą alokacją kanałów (FCA) jest uproszczone lub unika się złożonych schematów dynamicznej alokacji kanałów (DCA).

Różnorodność przestrzennaEdit

W transmisji szerokopasmowej opartej na OFDM odbiorniki mogą korzystać z odbierania sygnałów z kilku rozproszonych przestrzennie nadajników jednocześnie, ponieważ nadajniki będą tylko destrukcyjnie zakłócać się nawzajem na ograniczonej liczbie podnośnych, podczas gdy na ogół będą one faktycznie wzmacniać zasięg na dużym obszarze. Jest to bardzo korzystne w wielu krajach, ponieważ pozwala na działanie krajowych sieci jednoczęstotliwościowych (SFN), w których wiele nadajników wysyła ten sam sygnał jednocześnie na tej samej częstotliwości kanału. Sieci SFN wykorzystują dostępne widmo bardziej efektywnie niż konwencjonalne wieloczęstotliwościowe sieci nadawcze (MFN), w których treść programu jest powielana na różnych częstotliwościach nośnych. Sieci SFN powodują również wzrost różnorodności w odbiornikach znajdujących się w połowie drogi między nadajnikami. Obszar pokrycia jest zwiększony, a prawdopodobieństwo przestoju zmniejszone w porównaniu z MFN, ze względu na zwiększoną siłę odbieranego sygnału uśrednioną dla wszystkich podnośnych.

Although the guard interval only contains redundant data, which means that it reduces the capacity, some OFDM-based systems, such as some of the broadcasting systems, deliberately use a long guard interval in order to allow the transmitters to be spaced further apart in an SFN, and longer guard intervals allow larger SFN cell-sizes. Zasada kciuka dla maksymalnej odległości między nadajnikami w sieci SFN jest równa odległości, jaką pokonuje sygnał podczas odstępu ochronnego – na przykład odstęp ochronny wynoszący 200 mikrosekund pozwoliłby nadajnikom być oddalonymi od siebie o 60 km.

Sieć jednej częstotliwości jest formą makrodywersyfikacji nadajników. Koncepcja ta może być dalej wykorzystywana w dynamicznych sieciach jednoczęstotliwościowych (DSFN), gdzie grupowanie SFN jest zmieniane z czasoprzestrzeni na czasoprzestrzeń.

OFDM może być połączony z innymi formami różnorodności przestrzeni, na przykład z matrycami antenowymi i kanałami MIMO. Jest to realizowane w standardach bezprzewodowych sieci LAN IEEE 802.11.

Liniowy wzmacniacz mocy nadajnikaEdit

Sygnał OFDM wykazuje wysoki stosunek mocy szczytowej do średniej (PAPR), ponieważ niezależne fazy podnośnych oznaczają, że często będą się one łączyć konstruktywnie. Obsługa tego wysokiego PAPR wymaga:

• Konwertera cyfrowo-analogowego (DAC) o wysokiej rozdzielczości w nadajniku
• Konwertera analogowo-cyfrowego (ADC) o wysokiej rozdzielczości w odbiorniku
• Liniowego łańcucha sygnałowego

Każda nie.liniowość w łańcuchu sygnałowym spowoduje zniekształcenia intermodulacyjne, które

• Podnoszą podłogę szumów
• Mogą powodować zakłócenia międzynośne
• Generują pozapasmowe promieniowanie przerywane

Wymóg liniowości jest wymagający, szczególnie dla obwodów wyjściowych RF nadajnika, gdzie wzmacniacze są często projektowane jako nieliniowe w celu zminimalizowania poboru mocy. W praktycznych systemach OFDM niewielka ilość obcinania szczytów jest dozwolona w celu ograniczenia PAPR w rozsądnym kompromisie z powyższymi konsekwencjami. Jednakże, filtr wyjściowy nadajnika, który jest wymagany do zredukowania ostróg poza pasmem do legalnych poziomów, ma efekt przywracania poziomów szczytowych, które zostały obcięte, więc obcinanie nie jest skutecznym sposobem redukcji PAPR.

Ale chociaż efektywność spektralna OFDM jest atrakcyjna zarówno dla komunikacji naziemnej, jak i kosmicznej, to wysokie wymagania dotyczące PAPR ograniczają jak dotąd zastosowania OFDM do systemów naziemnych.

Współczynnik szczytu CF (w dB) dla systemu OFDM z n nieskorelowanymi podnośnymi wynosi

C F = 10 log 10 ( n ) + C F c {{displaystyle CF=10 log _{10}(n)+CF_{c}}

gdzie CFc jest współczynnikiem szczytu (w dB) dla każdej podnośnej.(CFc wynosi 3,01 dB dla sinusoidy używanej do modulacji BPSK i QPSK).

Na przykład sygnał DVB-T w trybie 2K składa się z 1705 podnośnych, z których każda jest modulowana QPSK, co daje współczynnik szczytu 35.32 dB.

Opracowano wiele technik redukcji PAPR (lub współczynnika szczytu), na przykład opartych na intertaive clipping.

Zakres dynamiki wymagany dla odbiornika FM wynosi 120 dB, podczas gdy DAB wymaga tylko około 90 dB. Dla porównania, każdy dodatkowy bit na próbkę zwiększa zakres dynamiczny o 6 dB.

.