Orthogonal frequency-division multiplexing

OrthogonalityEdit

Koncepcionálisan az OFDM egy speciális frekvenciaosztásos multiplexelési (FDM) módszer, azzal a kiegészítő megkötéssel, hogy egy kommunikációs csatornán belül az összes segédhordozójel ortogonális legyen egymáshoz.

Az OFDM-ben az altartók frekvenciáit úgy választják meg, hogy az altartók ortogonálisak legyenek egymáshoz, ami azt jelenti, hogy az alcsatornák közötti áthallás megszűnik, és nincs szükség a hordozók közötti védősávokra. Ez jelentősen leegyszerűsíti mind az adó, mind a vevő tervezését; a hagyományos FDM-től eltérően nincs szükség külön szűrőre minden egyes alcsatornához.

Az ortogonalitás megköveteli, hogy az altartók távolsága Δ f = k T U {\displaystyle \scriptstyle \Delta f\,=\,{\frac {k}{T_{U}}}}

Hertz, ahol TU másodperc a hasznos szimbólum időtartama (a vevőoldali ablak mérete), k pedig egy pozitív egész szám, jellemzően 1. Ez azt írja elő, hogy minden vivőfrekvencia k-val több teljes cikluson megy keresztül szimbólumperiódusonként, mint az előző vivő. Ezért N segédhordozó esetén a teljes átviteli sávszélesség B ≈ N-Δf (Hz) lesz.

Az ortogonalitás nagy spektrális hatékonyságot is lehetővé tesz, az egyenértékű alapsávú jel Nyquist-rátájához közeli teljes szimbólumsebességgel (azaz a kétoldali sávú fizikai áteresztőjel Nyquist-rátájának közel felével). Szinte a teljes rendelkezésre álló frekvenciasáv felhasználható. Az OFDM általában közel “fehér” spektrummal rendelkezik, ami jóindulatú elektromágneses interferencia tulajdonságokat biztosít a többi társcsatorna-felhasználóval szemben.

Egy egyszerű példa: A TU = 1 ms hasznos szimbólumidőhöz Δ f = 1 1 m s = 1 k H z {\displaystyle \scriptstyle \Delta f\,=\,{\frac {1}{1\,\mathrm {ms} }}\\,=\,1\,\mathrm {kHz} }

(vagy ennek egész számú többszöröse) az ortogonalitáshoz. N = 1000 segédhordozó esetén a teljes átviteli sávszélesség NΔf = 1 MHz. Erre a szimbólumidőre a szükséges sávszélesség elméletileg Nyquist szerint B W = R / 2 = ( N / T U ) / 2 = 0,5 M H z {\displaystyle \scriptstyle \scriptstyle \mathrm {BW} =R/2=(N/T_{U})/2=0,5\,\mathrm {MHz} }

(a rendszerünk által igényelt sávszélesség fele), ahol R a bitsebesség, és ahol N = 1000 minta szimbólumonként FFT-vel. Ha védőintervallumot alkalmazunk (lásd alább), a Nyquist-sávszélességigény még alacsonyabb lesz. Az FFT N = 1000 mintát eredményezne szimbólumonként. Ha nem alkalmaznánk védőintervallumot, ez egy 1 MHz-es mintavételi sebességű komplex értékű alapsávú jelet eredményezne, amely Nyquist szerint 0,5 MHz-es alapsávú sávszélességet igényelne. Az áteresztő sávú RF jelet azonban úgy állítják elő, hogy az alapsávú jelet megszorozzák egy vivőhullámformával (azaz kettős oldalsávú kvadratúra amplitúdómodulációval), ami 1 MHz-es áteresztő sávszélességet eredményez. Egy egyoldalsávos (SSB) vagy csökevényes oldalsávú (VSB) modulációs séma ugyanolyan szimbólumsebesség mellett majdnem fele ekkora sávszélességet érne el (azaz kétszer nagyobb spektrális hatékonyságot azonos szimbólum ábécéhossz mellett). Ez azonban érzékenyebb a többutas interferenciára.

AzOFDM nagyon pontos frekvenciaszinkronizációt igényel a vevő és az adó között; frekvenciaeltérés esetén az altartók már nem lesznek ortogonálisak, ami hordozóközi interferenciát (ICI) okoz (azaz keresztbeszélgetést az altartók között). A frekvenciaeltéréseket jellemzően az adó és a vevő nem megfelelő oszcillátorai, vagy a mozgás miatti Doppler-eltolódás okozza. Míg a Doppler-eltolódást önmagában a vevő kompenzálhatja, a helyzet rosszabbodik, ha többutas útvonallal kombinálódik, mivel a visszaverődések különböző frekvenciaeltolódásoknál jelennek meg, amit sokkal nehezebb korrigálni. Ez a hatás jellemzően a sebesség növekedésével romlik, és fontos tényező, amely korlátozza az OFDM használatát nagy sebességű járművekben. Az ICI mérséklése érdekében az ilyen forgatókönyvekben az egyes segédhordozókat úgy alakíthatjuk, hogy minimalizáljuk a nem ortogonális segédhordozók átfedését eredményező interferenciát. Például a WCP-OFDM (Weighted Cyclic Prefix Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) nevű, alacsony komplexitású rendszer rövid szűrők alkalmazásából áll az adó kimenetén, hogy potenciálisan nem derékszögű impulzusformázást és közel tökéletes rekonstrukciót végezzen egy egycsapos altartónkénti kiegyenlítéssel. Más ICI-elnyomási technikák általában drasztikusan megnövelik a vevő komplexitását.

Megvalósítás FFT-algoritmussalSzerkesztés

Az ortogonalitás lehetővé teszi a modulátor és demodulátor hatékony megvalósítását FFT-algoritmus használatával a vevőoldalon, és inverz FFT-vel az adóoldalon. Bár az alapelvek és néhány előnye már az 1960-as évek óta ismert, az OFDM ma már népszerű a szélessávú kommunikációban az FFT hatékony kiszámítására alkalmas, alacsony költségű digitális jelfeldolgozó komponensek révén.

Az inverz-FFT vagy FFT-transzformáció kiszámításának ideje kevesebb kell, hogy legyen, mint az egyes szimbólumok ideje,:84 ami például a DVB-T (FFT 8k) esetében azt jelenti, hogy a számítást 896 µs vagy annál kevesebb idő alatt kell elvégezni.

Egy 8192 pontos FFT esetében ez a következőképpen közelíthető:

M I P S = c o m p u t a t i o n a l c o m p l e x i t y T s y m b o l × 1,3 × 10 – 6 = 147 456 × 2 896 × 10 – 6 × 1,3 × 10 – 6 = 428 {\displaystyle {\begin{aligned}\mathrm {MIPS} &={\frac {\mathrm {számítási\ bonyolultság} }{T_{\mathrm {symbol} }}}\\szor 1.3\szor 10^{-6}\\&={\frac {147\;456\szor 2}{896\szor 10^{-6}}}\szor 1.3\szor 10^{-6}\\\&=428\end{aligned}}}}

• MIPS = Millió utasítás másodpercenként

A számítási igény nagyjából lineárisan skálázódik az FFT méretével, tehát egy kétszer akkora FFT kétszer annyi időt igényel, és fordítva.:83 Összehasonlításképpen egy Intel Pentium III CPU 1,266 GHz-en 576 µs alatt képes kiszámítani egy 8192 pontos FFT-t az FFTW használatával. Az Intel Pentium M 1,6 GHz-en 387 µs alatt teszi ezt meg. Az Intel Core Duo 3,0 GHz-en 96,8 µs alatt teszi ezt meg.

Védőintervallum a szimbólumközi interferencia kiküszöbölésére Szerkesztés

Az OFDM egyik legfontosabb alapelve, hogy mivel az alacsony szimbólumsebességű modulációs sémák (azaz ahol a szimbólumok a csatorna időjellemzőkhöz képest viszonylag hosszúak) kevésbé szenvednek a többutas terjedés által okozott szimbólumközi interferenciától, előnyös több alacsony sebességű folyamot párhuzamosan továbbítani egyetlen nagy sebességű folyam helyett. Mivel az egyes szimbólumok időtartama hosszú, megvalósítható, hogy az OFDM-szimbólumok közé védőintervallumot illesszünk be, így kiküszöbölve a szimbólumközi interferenciát.

A védőintervallum kiküszöböli az impulzusformáló szűrő szükségességét is, és csökkenti az időszinkronizációs problémákra való érzékenységet.

Egy egyszerű példa: Ha másodpercenként egymillió szimbólumot küldünk hagyományos egyhordozós modulációval egy vezeték nélküli csatornán, akkor az egyes szimbólumok időtartama egy mikroszekundum vagy annál kevesebb. Ez komoly korlátokat állít a szinkronizáció elé, és szükségessé teszi a többutas interferencia megszüntetését. Ha ugyanezt a másodpercenkénti egymillió szimbólumot ezer alcsatornára osztjuk szét, akkor az egyes szimbólumok időtartama ezerszer hosszabb lehet (azaz egy milliszekundum) az ortogonalitás érdekében, megközelítőleg azonos sávszélesség mellett. Tegyük fel, hogy minden szimbólum közé a szimbólum hosszának 1/8-át kitevő védőintervallumot illesztünk be. A szimbólumok közötti interferencia elkerülhető, ha a többutas időeltolódás (az első és az utolsó visszhang vétele közötti idő) rövidebb, mint a védőintervallum (azaz 125 mikroszekundum). Ez megfelel az utak hossza közötti legfeljebb 37,5 kilométeres különbségnek.

A ciklikus előtag, amelyet a védőintervallum alatt továbbítanak, a védőintervallumba másolt OFDM-szimbólum végéből áll, és a védőintervallumot az OFDM-szimbólum követi. A védőintervallum azért áll az OFDM-szimbólum végének másolatából, hogy a vevő integráljon egy egész számú szinuszos cikluson keresztül minden egyes többutas útvonalra, amikor az OFDM demodulációt végzi az FFT-vel.

Egyes szabványokban, mint például az Ultrawideband, az átvitt teljesítmény érdekében a ciklikus előtagot kihagyják, és a védőintervallum alatt semmit sem küldenek. A vevőnek ekkor a ciklikus prefix funkciót kell utánoznia az OFDM-szimbólum végének másolásával és a kezdő részhez való hozzáadásával.

Egyszerűsített kiegyenlítésSzerkesztés

A frekvenciaszelektív csatornakörülmények, például a többutas terjedés okozta fading hatásai állandónak (flat) tekinthetők egy OFDM-alcsatornán, ha az alcsatorna elég keskeny sávú (azaz ha az alcsatornák száma elég nagy). Ez lehetővé teszi a frekvenciatartománybeli kiegyenlítést a vevőben, ami sokkal egyszerűbb, mint a hagyományos egyhordozós modulációban használt időtartománybeli kiegyenlítés. Az OFDM-ben a kiegyenlítőnek csak meg kell szoroznia minden egyes OFDM-szimbólumban minden egyes érzékelt altartót (minden egyes Fourier-együtthatót) egy állandó komplex számmal vagy egy ritkán változó értékkel. Alapvető szinten az egyszerűbb digitális kiegyenlítők jobbak, mert kevesebb műveletet igényelnek, ami kevesebb kerekítési hibát jelent a kiegyenlítőben. Ezek a kerekítési hibák numerikus zajnak tekinthetők és elkerülhetetlenek.

Példánk: Az OFDM kiegyenlítés a fenti numerikus példában egy komplex értékű szorzást igényelne segédhordozónként és szimbólumonként (azaz N = 1000 {\displaystyle \scriptstyle N\,=\,1000}

komplex szorzás OFDM-szimbólumonként; azaz egymillió szorzás másodpercenként a vevőnél). Az FFT algoritmus N log 2 N = 10 000 {\displaystyle \scriptstyle N\log _{2}N\,=\,10 000}

. komplex értékű szorzásokat OFDM-szimbólumonként (azaz 10 millió szorzást másodpercenként), mind a vevő, mind az adó oldalán. Ezt össze kell hasonlítani a példában említett megfelelő egymillió szimbólum/másodperc egyhordozós modulációs esettel, ahol a 125 mikroszekundumos időszóródás FIR-szűrővel történő kiegyenlítése egy naiv megvalósításban 125 szorzást igényelne szimbólumonként (azaz 125 millió szorzást másodpercenként). Az FFT-technikák segítségével a FIR-szűrő alapú időtartománybeli kiegyenlítőnél a szorzások száma az OFDM-hez hasonló számra csökkenthető, a vétel és a dekódolás közötti késleltetés árán, amely szintén az OFDM-hez hasonlóvá válik.

Ha differenciális modulációt, például DPSK-t vagy DQPSK-t alkalmaznak minden egyes segédhordozóra, a kiegyenlítés teljesen elhagyható, mivel ezek a nem koherens sémák érzéketlenek a lassan változó amplitúdó- és fázistorzításra.

Az FFT-ket vagy részleges FFT-ket használó FIR-kiegyenlítés fejlesztése bizonyos értelemben matematikailag közelebb vezet az OFDM-hez, de az OFDM-technika könnyebben érthető és megvalósítható, és az alcsatornák a kiegyenlítési együtthatók változtatásán kívül más módon is önállóan adaptálhatók, például a különböző QAM-konstellációs minták és hibajavítási sémák közötti váltással az egyes alcsatornák zaj- és interferenciajellemzőinek megfelelően.

Az OFDM-szimbólumok némelyikének egyes altartói pilotjeleket hordozhatnak a csatornakörülmények mérésére (pl, az egyes segédhordozók kiegyenlítő erősítése és fáziseltolódása). A pilotjelek és a gyakorlószimbólumok (preambelek) időszinkronizálásra (a szimbólumközi interferencia, ISI) és frekvenciaszinkronizálásra (a Doppler-eltolódás okozta hordozóközi interferencia, ICI) is használhatók.

Az OFDM-et kezdetben vezetékes és helyhez kötött vezeték nélküli kommunikációra használták. A nagymértékben mobil környezetben működő alkalmazások növekvő számával azonban a többutas terjedés és a Doppler-eltolódás kombinációja által okozott diszperzív elhalványulás hatása egyre jelentősebb. Az elmúlt évtizedben kutatásokat végeztek azzal kapcsolatban, hogyan lehet kiegyenlíteni az OFDM átvitelt a kétszeresen szelektív csatornákon.

Csatornakódolás és átlapolásSzerkesztés

Az OFDM-et kivétel nélkül csatornakódolással (előremenő hibajavítás) együtt használják, és szinte mindig frekvencia- és/vagy időátlapolást alkalmaznak.

A frekvencia (altartók) átlapolása növeli a frekvenciaszelektív csatornakörülményekkel, például a fadinggel szembeni ellenállást. Például, amikor a csatorna sávszélességének egy része elhalványul, a frekvencia-átlapolás biztosítja, hogy azok a bithibák, amelyek a sávszélesség elhalványult részén lévő alhordozókból adódnának, ahelyett, hogy koncentrálódnának, eloszlanak a bitfolyamban. Hasonlóképpen, az időbeli átlapolás biztosítja, hogy az eredetileg a bitfolyamban közel egymáshoz álló biteket időben távolabb továbbítják egymástól, így enyhítve a nagy sebességgel való halványulást, ami nagy sebességgel való haladás esetén előfordulhat.

Az időbeli átlapolás azonban kevés előnyt jelent lassan halványuló csatornákon, például helyhez kötött vétel esetén, és a frekvencia átlapolás kevés vagy semmilyen előnyt nem nyújt a keskeny sávú csatornákon, amelyek lapos halványodásban szenvednek (ahol a teljes csatornasávszélesség egyszerre halványul).

Az OFDM-nél azért használják az átlapolást, hogy megpróbálják a hibákat szétteríteni a hibajavító dekóder elé kerülő bitfolyamban, mert amikor az ilyen dekóderek nagy hibakoncentrációval találkoznak, a dekóder nem képes az összes bithibát kijavítani, és korrigálatlan hibák tömkelege keletkezik. A hangadatok kódolásának hasonló kialakítása teszi robosztussá a kompakt lemez (CD) lejátszását.

Az OFDM-alapú rendszerekben használt hibajavító kódolás klasszikus típusa a konvolúciós kódolás, amelyet gyakran Reed-Solomon-kódolással kapcsolnak össze. Általában a két kódolási réteg között további átlapolást (a fent említett idő- és frekvenciaátlapoláson felül) alkalmaznak. A Reed-Solomon kódolás választása külső hibajavító kódként azon a megfigyelésen alapul, hogy a belső konvolúciós dekódoláshoz használt Viterbi dekóder nagy hibakoncentráció esetén rövid hibakitöréseket produkál, és a Reed-Solomon kódok eleve jól alkalmasak a hibakitörések javítására.

Az újabb rendszerek azonban általában már közel optimális hibajavító kódokat alkalmaznak, amelyek a turbó dekódolás elvét használják, ahol a dekóder a kívánt megoldás felé iterál. Ilyen hibajavító kódolási típusok például a turbókódok és az LDPC-kódok, amelyek a Shannon-határértékhez közeli teljesítményt nyújtanak az additív fehér gauszos zaj (AWGN) csatornára. Néhány rendszer, amely ezeket a kódokat alkalmazza, Reed-Solomon (például a MediaFLO rendszerben) vagy BCH kódokkal (a DVB-S2 rendszerben) kombinálja őket, hogy javítsa az ezekre a kódokra jellemző hibaarányt nagy jel-zaj viszonyok esetén.

Adaptív átvitelSzerkesztés

A súlyos csatornaviszonyokkal szembeni ellenálló képesség tovább növelhető, ha a csatornára vonatkozó információkat egy visszatérő csatornán keresztül küldik. E visszacsatolt információ alapján adaptív moduláció, csatornakódolás és teljesítményelosztás alkalmazható az összes segédhordozóra vagy külön-külön az egyes segédhordozókra. Ez utóbbi esetben, ha egy adott frekvenciatartomány interferenciától vagy csillapítástól szenved, az adott tartományba tartozó hordozókat le lehet tiltani vagy lassabbá lehet tenni azáltal, hogy robusztusabb modulációt vagy hibakódolást alkalmaznak ezekre az altartókra.

A diszkrét többtónusú moduláció (DMT) kifejezés olyan OFDM-alapú kommunikációs rendszereket jelöl, amelyek az adást minden egyes altartónál egyedileg, úgynevezett bitterheléssel igazítják a csatorna feltételeihez. Ilyen például az ADSL és a VDSL.

A fel- és lefelé irányuló sebességek úgy változtathatók, hogy minden célra több vagy kevesebb hordozót osztanak ki. A sebességadaptív DSL egyes formái valós időben használják ezt a funkciót, így a bitráta igazodik a társcsatorna-interferenciához, és a sávszélességet annak az előfizetőnek osztják ki, akinek a legnagyobb szüksége van rá.

OFDM többszörös hozzáféréssel kibővítveSzerkesztés

Az OFDM elsődleges formájában digitális modulációs technikának, és nem többfelhasználós csatornáhozzáférési módszernek tekinthető, mivel egy bitfolyam egy kommunikációs csatornán történő továbbítására szolgál egy OFDM szimbólumsorozat felhasználásával. Az OFDM azonban kombinálható többszörös hozzáféréssel a felhasználók időbeli, frekvencia- vagy kódolási szétválasztásával.

Az ortogonális frekvenciaosztásos többszörös hozzáférés (OFDMA) során a frekvenciaosztásos többszörös hozzáférés úgy valósul meg, hogy különböző OFDM-alcsatornákat rendelnek különböző felhasználókhoz. Az OFDMA támogatja a differenciált szolgáltatásminőséget azáltal, hogy a CDMA-hoz hasonlóan különböző számú altartókat rendel a különböző felhasználókhoz, és így elkerülhetők a bonyolult csomagütemezési vagy média-hozzáférés-vezérlési sémák. Az OFDMA-t használják:

• az IEEE 802.16 vezeték nélküli MAN szabvány mobilitási üzemmódjában, amelyet általában WiMAX-nek neveznek,
• az IEEE 802.20 mobil vezeték nélküli MAN szabványban, amelyet általában MBWA-nak neveznek,
• a 3GPP Long Term Evolution (LTE) negyedik generációs mobil szélessávú szabvány downlinkjében. A rádióinterfész korábbi neve High Speed OFDM Packet Access (HSOPA) volt, jelenleg Evolved UMTS Terrestrial Radio Access (E-UTRA).
• a 3GPP 5G NR (New Radio) ötödik generációs mobilhálózati szabvány downlink és uplink. Az 5G NR az LTE utódja.
• a ma már megszűnt Qualcomm/3GPP2 Ultra Mobile Broadband (UMB) projekt, amelyet a CDMA2000 utódjának szántak, de az LTE váltotta fel.

AzOFDMA az IEEE 802.22 Wireless Regional Area Networks (WRAN) egyik jelölt hozzáférési módszere is. A projekt célja a VHF-alacsony UHF-spektrumban (TV-spektrum) működő első kognitív rádióalapú szabvány megtervezése.

• A 802.11 szabvány legújabb módosítása, a 802.11ax tartalmazza az OFDMA-t a nagy hatékonyságú és egyidejű kommunikáció érdekében.

A több hordozós kódosztásos többszörös hozzáférés (MC-CDMA), más néven OFDM-CDMA esetében az OFDM-et CDMA szórt spektrumú kommunikációval kombinálják a felhasználók kódolásos elkülönítése érdekében. Az egycsatornás interferencia mérsékelhető, ami azt jelenti, hogy egyszerűsödik a kézi fix csatornakiosztás (FCA) frekvenciatervezése, vagy elkerülhetők a bonyolult dinamikus csatornakiosztási (DCA) sémák.

TérdiverzitásSzerkesztés

Az OFDM-alapú széleskörű műsorszórásban a vevők számára előnyös lehet több, térben szétszórt adótól származó jelek egyidejű vétele, mivel az adók csak korlátozott számú altartón zavarják egymást destruktívan, míg általában valójában széles területen erősítik a lefedettséget. Ez sok országban nagyon előnyös, mivel lehetővé teszi az országos egyfrekvenciás hálózatok (SFN) üzemeltetését, ahol sok adó egyidejűleg ugyanazt a jelet küldi ugyanazon a csatornafrekvencián. Az SFN-ek hatékonyabban használják ki a rendelkezésre álló spektrumot, mint a hagyományos többfrekvenciás műsorszóró hálózatok (MFN), ahol a programtartalmat különböző vivőfrekvenciákon ismétlik. Az SFN-ek az adók között félúton elhelyezkedő vevőkészülékekben diverzitásnövekedést is eredményeznek. A lefedettségi terület megnő és a kiesési valószínűség csökken az MFN-hez képest, az összes hordozóra átlagolt nagyobb vett jelerősség miatt.

Noha a védőintervallum csak redundáns adatokat tartalmaz, ami azt jelenti, hogy csökkenti a kapacitást, egyes OFDM-alapú rendszerek, például egyes műsorszóró rendszerek tudatosan hosszú védőintervallumot használnak annak érdekében, hogy az SFN-ben az adók távolabb legyenek egymástól, és a hosszabb védőintervallumok nagyobb SFN-cellaméreteket tesznek lehetővé. Az SFN-ben az adók közötti maximális távolságra vonatkozó ökölszabály megegyezik a jel által a védőintervallum alatt megtett távolsággal – például egy 200 mikroszekundumos védőintervallum lehetővé tenné, hogy az adók 60 km távolságra legyenek egymástól.

Az egyfrekvenciás hálózat az adók makrodiverzitásának egy formája. A koncepciót tovább lehet használni a dinamikus egyfrekvenciás hálózatokban (DSFN), ahol az SFN csoportosítása timeslotról timeslotra változik.

AOFDM kombinálható a térdiverzitás más formáival, például antennasorokkal és MIMO csatornákkal. Erre az IEEE 802.11 vezeték nélküli LAN szabványokban kerül sor.

Lineáris adóteljesítmény-erősítőSzerkesztés

Az OFDM jel magas csúcs-átlagos teljesítményarányt (PAPR) mutat, mivel az altartók független fázisai miatt gyakran konstruktívan kombinálódnak. Ennek a magas PAPR-nek a kezelése megköveteli:

• Egy nagy felbontású digitális-analóg átalakító (DAC) az adóban
• Egy nagy felbontású analóg-digitális átalakító (ADC) a vevőben
• Egy lineáris jellánc

Minden nemlinearitás a jelláncban intermodulációs torzítást okoz, amely

• megnöveli a zajszintet
• Hordozóközi interferenciát okozhat
• Sávon kívüli zavaró sugárzást generál

A linearitási követelmény igényes, különösen az adó RF kimeneti áramkörök esetében, ahol az erősítőket gyakran nem lineárisra tervezik az energiafogyasztás minimalizálása érdekében. A gyakorlati OFDM-rendszerekben a PAPR korlátozása érdekében a fenti következményekkel szembeni megfontolt kompromisszummal kis mértékű csúcssugárzást engedélyeznek. Az adó kimeneti szűrője azonban, amely a sávon kívüli súrlódások legális szintre való csökkentéséhez szükséges, a levágott csúcsszintek visszaállítását eredményezi, így a levágás nem hatékony módja a PAPR csökkentésének.

Noha az OFDM spektrális hatékonysága mind a földi, mind az űrbeli kommunikáció számára vonzó, a magas PAPR követelmények eddig az OFDM alkalmazását a földi rendszerekre korlátozták.

A CF crest faktor (dB-ben) egy n korrelálatlan altartóval rendelkező OFDM rendszer esetében

C F = 10 log 10 ( n ) + C F c {\displaystyle CF=10\log _{10}(n)+CF_{c}}}

ahol CFc a crest faktor (dB-ben) minden egyes segédhordozó esetében (CFc 3,01 dB a BPSK és QPSK modulációhoz használt szinuszhullámok esetében).

Például a DVB-T jel 2K üzemmódban 1705 segédhordozóból áll, amelyek mindegyike QPSK modulált, ami 35 crest faktort ad.32 dB.

Sok PAPR (vagy crest-faktor) csökkentő technikát fejlesztettek ki, például az intertaive clipping alapján.

Az FM-vevőhöz szükséges dinamikai tartomány 120 dB, míg a DAB csak kb. 90 dB-t igényel. Összehasonlításképpen, minden egyes plusz bit mintánként 6 dB-lel növeli a dinamikai tartományt.