Ortogonaalinen taajuusjakomultipleksointi

OrtogonaalisuusEdit

Konseptuaalisesti OFDM on erikoistunut taajuusjakomultipleksointimenetelmä (FDM), jossa on lisärajoitteena se, että kaikki alikantoaaltosignaalit tietoliikennekanavassa ovat toisiinsa nähden ortogonaalisia.

OFDM:ssä alikantoaaltotaajuudet valitaan siten, että alikantoaallot ovat toisiinsa nähden ortogonaalisia, mikä tarkoittaa, että alikanavien väliset ristikkäisvärähtelyt eliminoidaan ja kantoaaltojen välisiä suojakaistoja ei tarvita. Tämä yksinkertaistaa huomattavasti sekä lähettimen että vastaanottimen suunnittelua; toisin kuin perinteisessä FDM:ssä, jokaista alikanavaa varten ei tarvita erillistä suodatinta.

Ortogonaalisuus edellyttää, että alikantoaaltoväli on Δ f = k T U {\displaystyle \scriptstyle \Delta f\,=\,{\,{\frac {k}{T_{U}}}}

hertsiä, jossa TU sekuntia on hyödyllinen symbolin kesto (vastaanottimen puoleinen ikkunakoko) ja k on positiivinen kokonaisluku, joka on tyypillisesti yhtä suuri kuin 1. Tämä edellyttää, että kukin kantoaaltotaajuus käy symbolijaksoa kohti läpi k enemmän täydellisiä syklejä kuin edellinen kantoaalto. Näin ollen N:llä alikantajalla kaistan kokonaiskaistanleveys on B ≈ N-Δf (Hz).

Ortogonaalisuus mahdollistaa myös korkean spektrisen hyötysuhteen, jolloin kokonaissymbolinopeus on lähellä vastaavan peruskaistasignaalin Nyquist-taajuutta (eli lähellä puolta Nyquist-taajuutta fyysisen kaksoispuolikaistaisen ohituskaistasignaalin Nyquist-taajuudesta). Lähes koko käytettävissä oleva taajuuskaista voidaan käyttää. OFDM:llä on yleensä lähes ”valkoinen” spektri, mikä antaa sille hyvänlaatuiset sähkömagneettiset häiriöominaisuudet suhteessa muihin rinnakkaiskanavan käyttäjiin.

Yksinkertainen esimerkki: Hyödyllinen symbolin kesto TU = 1 ms edellyttäisi alitukiväliä Δ f = 1 1 m s = 1 k H z {\displaystyle \scriptstyle \Delta f\,=\,{\frac {1}{1\,\mathrm {ms} }}\,=\,1\,\mathrm {kHz} }

(tai sen kokonaislukukerroin) ortogonaalisuutta varten. N = 1 000 alikantoaaltoa johtaisi NΔf = 1 MHz:n kokonaiskaistanleveyteen. Tällä symboliajalla vaadittu kaistanleveys teoriassa Nyquistin mukaan on B W = R / 2 = ( N / T U ) / 2 = 0,5 M H z {\displaystyle \scriptstyle \mathrm {BW} =R/2=(N/T_{U})/2=0,5\,\mathrm {MHz} }

(puolet järjestelmämme vaatimasta kaistanleveydestä), missä R on bittinopeus ja missä N = 1000 näytettä symbolia kohti FFT:llä. Jos käytetään suojaväliä (ks. jäljempänä), Nyquistin kaistanleveysvaatimus olisi vielä pienempi. FFT:n avulla saataisiin N = 1 000 näytettä symbolia kohti. Jos suojaväliä ei käytettäisi, tuloksena olisi peruskaistan kompleksiarvoinen signaali, jonka näytteenottotaajuus on 1 MHz, mikä vaatisi Nyquistin mukaan 0,5 MHz:n peruskaistan kaistanleveyden. Syöttökaistan RF-signaali tuotetaan kuitenkin kertomalla peruskaistasignaali kantoaaltomuodolla (eli kaksoissidekaistaisella kvadraattiamplitudimodulaatiolla), jolloin syöttökaistan kaistanleveys on 1 MHz. Yksisivukaistaisella (SSB) tai vestigiaalisella sivukaistaisella (VSB) modulaatiojärjestelmällä saavutettaisiin lähes puolet tästä kaistanleveydestä samalla symbolinopeudella (eli kaksi kertaa suurempi spektrinen hyötysuhde samalla symbolin aakkospituudella). Se on kuitenkin herkempi monitieinterferenssille.

OFDM edellyttää erittäin tarkkaa taajuussynkronointia vastaanottimen ja lähettimen välillä; taajuuspoikkeaman myötä alikantoaallot eivät ole enää ortogonaalisia, mikä aiheuttaa kantoaaltojen välistä interferenssiä (ICI, inter-carrier interference) (eli alikantoaaltojen välistä ristikkäispuhelua). Taajuuspoikkeamat johtuvat yleensä lähettimen ja vastaanottimen oskillaattoreiden yhteensopimattomuudesta tai liikkeestä johtuvasta Doppler-siirtymästä. Vaikka vastaanotin voi kompensoida pelkän Doppler-siirtymän, tilanne huononee, kun siihen yhdistetään monipolku, koska heijastukset näkyvät eri taajuuspoikkeamilla, joita on paljon vaikeampi korjata. Tämä vaikutus pahenee tyypillisesti nopeuden kasvaessa, ja se on tärkeä tekijä, joka rajoittaa OFDM:n käyttöä suurnopeusajoneuvoissa. ICI:n lieventämiseksi tällaisissa skenaarioissa voidaan muotoilla kukin alikantoaalto siten, että minimoidaan häiriöt, jotka johtuvat ei-ortogonaalisten alikantoaaltojen päällekkäisyydestä. Esimerkiksi WCP-OFDM (Weighted Cyclic Prefix Orthogonal Frequency-Division Multiplexing, painotettu syklinen etuliite-ortogonaalinen taajuusjakajamultipleksointi) -nimellä kutsutussa vähän monimutkaisessa järjestelmässä käytetään lyhyitä suodattimia lähettimen ulostulossa mahdollisen ei-normaalin suorakulmaisen pulssin muotoilun ja lähes täydellisen rekonstruoinnin suorittamiseksi käyttämällä yhden haaran alatukialatukialatukialatukialatukialatukialatukialatukialatukialatukialatukialatukialatukialatukialatukialatukialatukialaa kohden. Muut ICI:n vaimennustekniikat lisäävät yleensä huomattavasti vastaanottimen monimutkaisuutta.

Toteutus käyttäen FFT-algoritmiaEdit

Ortogonaalisuus mahdollistaa tehokkaan modulaattorin ja demodulaattorin toteutuksen käyttämällä FFT-algoritmia vastaanottimen puolella ja käänteistä FFT:tä lähettäjän puolella. Vaikka periaatteet ja osa eduista on tunnettu jo 1960-luvulta lähtien, OFDM on nykyään suosittu laajakaistaisessa viestinnässä sellaisten edullisten digitaalisten signaalinkäsittelykomponenttien ansiosta, jotka pystyvät laskemaan FFT:n tehokkaasti.

Käänteisen FFT:n tai FFT-muunnoksen laskenta-aika on oltava lyhyempi kuin kunkin symbolin laskenta-aika,:84 mikä esimerkiksi DVB-T:ssä (FFT 8k) tarkoittaa, että laskenta on suoritettava 896 µs:s:ssa tai alle.

8192 pisteen FFT:lle tämä voidaan approksimoida seuraavasti:

M I P S = k o m p u t a t i o n a l c o m p l e x i t y T s y m b o l × 1.3 × 10 – 6 = 147 456 × 2 896 × 10 – 6 × 1.3 × 10 – 6 = 428 {\displaystyle {\begin{aligned}\mathrm {MIPS} &={\frac {\mathrm {computational\ complexity} }{T_{{mathrm {symboli} }}}\\times 1.3\times 10^{-6}\\&={\frac {147\;456\times 2}{896\times 10^{-6}}}\\times 1.3\times 10^{-6}\\&=428\end{aligned}}}}

• MIPS = Miljoona ohjetta sekunnissa

Laskentatarve skaalautuu likimain lineaarisesti FFT:n koon kanssa, joten kaksinkertainen FFT tarvitsee kaksinkertaisen ajan ja päinvastoin. 83 Vertailun vuoksi Intel Pentium III -suoritin 1,266 GHz:n kellotaajuudella pystyy laskemaan 8192 pisteen FFT:n 576 µs:s:ssa FFTW:tä käyttäen. Intel Pentium M 1,6 GHz:n kellotaajuudella tekee sen 387 µs:ssa. Intel Core Duo 3,0 GHz:n kellotaajuudella tekee sen 96,8 µs:ssa.

Suojaväli symbolien välisen interferenssin eliminoimiseksiEdit

Yksi OFDM:n keskeisistä periaatteista on, että koska matalan symbolinopeuden modulaatiojärjestelmät (joissa symbolit ovat suhteellisen pitkiä kanavan aikaominaisuuksiin nähden) kärsivät vähemmän monipolku-etäisyyksien aiheuttamasta symbolien välisestä interferenssistä, on edullisempaa lähettää rinnakkain useita matalalla symbolinopeudella toimivia virtoja yksittäisen korkealla signaalitiheydellä toimivan virran sijasta. Koska kunkin symbolin kesto on pitkä, on mahdollista lisätä OFDM-symbolien väliin suojaväli, jolloin symbolien välinen häiriö poistuu.

Vartioväli poistaa myös pulssinmuodostussuodattimen tarpeen ja vähentää herkkyyttä aikasynkronointiongelmille.

Yksinkertainen esimerkki: Jos lähetetään miljoona symbolia sekunnissa käyttäen tavanomaista yhden kantoaallon modulaatiota langattomalla kanavalla, kunkin symbolin kesto on yksi mikrosekunti tai vähemmän. Tämä asettaa vakavia rajoituksia synkronoinnille ja edellyttää monitieinterferenssin poistamista. Jos sama miljoona symbolia sekunnissa jaetaan tuhanteen alakanavaan, kunkin symbolin kesto voi olla tuhatkertainen (eli yksi millisekunti), jotta saadaan ortogonaalisuus suunnilleen samalla kaistanleveydellä. Oletetaan, että jokaisen symbolin väliin lisätään suojaväli, jonka pituus on 1/8 symbolin pituudesta. Symbolien välinen interferenssi voidaan välttää, jos monitieaikajakauma (ensimmäisen ja viimeisen kaiun vastaanoton välinen aika) on lyhyempi kuin suojaväli (esim. 125 mikrosekuntia). Tämä vastaa enintään 37,5 kilometrin eroa polkujen pituuksien välillä.

Syklinen etuliite, joka lähetetään suojavälin aikana, koostuu OFDM-symbolin lopusta, joka kopioidaan suojaväliin, ja suojaväli lähetetään OFDM-symbolin jälkeen. Syy siihen, että suojaväli koostuu OFDM-symbolin lopun kopiosta, on se, että vastaanotin integroi kokonaislukumäärän sinusoidisyklejä jokaiselle monipolulle suorittaessaan OFDM-demodulaatiota FFT:llä.

Joissain standardeissa, kuten ultralaajakaistastandardeissa, syklinen etuliite ohitetaan lähetystehon säästämiseksi eikä suojavälin aikana lähetetä mitään. Vastaanottimen on tällöin jäljiteltävä syklisen etuliitteen toimintaa kopioimalla OFDM-symbolin loppuosa ja lisäämällä se alkuosaan.

Yksinkertaistettu ekvalisaatioEdit

Taajuusvalikoivien kanavaolosuhteiden, esimerkiksi monitie-etenemisen aiheuttaman häipymisen, vaikutuksia voidaan pitää vakioina (tasaisina) OFDM-alakanavalla, jos alakanava on riittävän kapeakaistainen (eli jos alakanavien määrä on riittävän suuri). Tämä tekee taajuusalueen tasauksen mahdolliseksi vastaanottimessa, mikä on paljon yksinkertaisempaa kuin aika-alueen tasaus, jota käytetään perinteisessä yhden kantoaallon modulaatiossa. OFDM:ssä taajuuskorjaimen on vain kerrottava kukin havaittu alikantoaalto (kukin Fourier-kerroin) kussakin OFDM-symbolissa kiinteällä kompleksiluvulla tai harvoin muuttuvalla arvolla. Periaatteessa yksinkertaisemmat digitaaliset taajuuskorjaimet ovat parempia, koska ne vaativat vähemmän operaatioita, mikä tarkoittaa vähemmän pyöristysvirheitä taajuuskorjaimessa. Näitä pyöristysvirheitä voidaan pitää numeerisena kohinana ja ne ovat väistämättömiä.

Esimerkkimme: N = 1000 {\displaystyle \scriptstyle N\,=\,1000}.

kompleksiarvoisia kertolaskuja OFDM-symbolia kohti; eli miljoona kertolaskua sekunnissa vastaanottimessa). FFT-algoritmi vaatii N log 2 N = 10 , 000 {\displaystyle \scriptstyle N\log _{2}N\,=\,10,000}

. kompleksiarvoisia kertolaskuja OFDM-symbolia kohti (eli 10 miljoonaa kertolaskua sekunnissa) sekä vastaanottimen että lähettimen puolella. Tätä on verrattava esimerkissä mainittuun vastaavaan miljoonan symbolin/sekunnin yhden kantoaallon modulaatiotapaukseen, jossa 125 mikrosekunnin aikajakauman tasaaminen FIR-suodattimella vaatisi naiivissa toteutuksessa 125 kertolaskua symbolia kohti (eli 125 miljoonaa kertolaskua sekunnissa). FFT-tekniikoita voidaan käyttää vähentämään FIR-suodattimeen perustuvan aika-alueen ekvalisaattorin kertolaskujen määrää OFDM:n kanssa vertailukelpoiseen määrään, kun taas vastaanoton ja dekoodauksen välinen viive on myös OFDM:n kanssa vertailukelpoinen.

Jos differentiaalista modulaatiota, kuten DPSK:ta tai DQPSK:ta, sovelletaan jokaiseen alikantoaaltoon, ekvalisointi voidaan jättää kokonaan pois, koska nämä ei-koherentit järjestelmät eivät ole herkkiä hitaasti muuttuville amplitudi- ja vaihevääristymille.

Tietyllä tavalla FIR-ekvalisaation parannukset FFT:tä tai osittaista FFT:tä käyttäen johtavat matemaattisesti lähemmäs OFDM:ää, mutta OFDM-tekniikka on helpompi ymmärtää ja toteuttaa, ja alakanavat voidaan mukauttaa itsenäisesti muillakin tavoilla kuin vaihtelevilla ekvalisaatiokertoimilla, kuten vaihtamalla eri QAM-konstellaatiokuvioiden ja virheenkorjausjärjestelmien välillä, jotta ne vastaisivat yksittäisten alakanavien kohina- ja häiriöominaisuuksia.

Joidenkin OFDM-symbolien joissain alikantoaalloissa voi olla pilottisignaaleja kanavaolosuhteiden mittaamista varten (esim, ekvalisaattorin vahvistus ja vaihesiirto kullekin alatunnistimelle). Pilottisignaaleja ja harjoitussymboleja (preambleja) voidaan käyttää myös aikasynkronointiin (symbolien välisen häiriön, ISI, välttämiseksi) ja taajuussynkronointiin (Doppler-siirtymän aiheuttaman kantoaaltojen välisen häiriön, ICI, välttämiseksi).

OFDM:ää käytettiin alun perin langallisessa ja kiinteässä langattomassa viestinnässä. Koska kuitenkin yhä useammat sovellukset toimivat erittäin liikkuvissa ympäristöissä, monitie-etenemisen ja Doppler-siirtymän yhdistelmän aiheuttaman hajahäviön vaikutus on merkittävämpi. Viime vuosikymmenen aikana on tutkittu, miten OFDM-lähetystä voidaan tasata kaksoisselektiivisissä kanavissa.

Kanavakoodaus ja lomitus Muokkaa

OFDM:ää käytetään poikkeuksetta yhdessä kanavakoodauksen (eteenpäin suuntautuvan virheenkorjauksen) kanssa, ja siinä käytetään melkein aina taajuus- ja/tai aikalomituksen lomitusta.

Taajuus- (alikantoaalto-) lomitus lisää vastustuskykyä taajuusselektiivisille kanavaolosuhteille, kuten häipymiselle. Esimerkiksi kun osa kanavan kaistanleveydestä häipyy, taajuuksien lomitus varmistaa, että bittivirheet, jotka johtuisivat niistä alikantoaalloista, jotka ovat häipyneessä kaistanleveyden osassa, hajautuvat bittivirrassa sen sijaan, että ne keskittyisivät. Vastaavasti ajallinen lomitus varmistaa, että bitit, jotka ovat alun perin lähellä toisiaan bittivirrassa, lähetetään ajallisesti kaukana toisistaan, mikä lieventää voimakasta häipymistä, joka tapahtuisi suurella nopeudella kulkiessa.

Aikaisesta lomituksesta on kuitenkin vain vähän hyötyä hitaasti häipyvissä kanavissa, kuten paikallaan olevissa vastaanottotilanteissa, ja taajuuden lomituksesta ei ole juurikaan tai lainkaan hyötyä kapeakaistaisissa kanavissa, jotka kärsivät litteästä himmenemisestä (koko kanavan koko kaistanleveys häipyy yhtä aikaa).

Syy siihen, miksi lomittamista käytetään OFDM:ssä, on se, että virheitä yritetään hajauttaa virheenkorjausdekooderille esitettävässä bittivirrassa, koska kun tällaisille dekoodereille esitetään suuri virheiden keskittymä, dekooderi ei pysty korjaamaan kaikkia bittivirheitä, ja syntyy korjaamattomien virheiden purske. Vastaavanlainen audiodatan koodauksen rakenne tekee CD-levyn (compact disc) toiston kestäväksi.

Klassinen virheenkorjauskoodaustyyppi, jota käytetään OFDM-pohjaisissa järjestelmissä, on konvoluutiokoodaus, joka on usein yhdistetty Reed-Solomon-koodaukseen. Yleensä näiden kahden koodauskerroksen välissä on ylimääräinen interleaving (edellä mainitun aika- ja taajuusinterleavingin lisäksi). Reed-Solomon-koodauksen valinta ulommaksi virheenkorjauskoodiksi perustuu siihen havaintoon, että sisäiseen konvoluutiokoodaukseen käytetty Viterbi-dekooderi tuottaa lyhyitä virhepurkauksia, kun virheiden keskittyminen on suurta, ja Reed-Solomon-koodit soveltuvat luonnostaan hyvin virhepurkausten korjaamiseen.

Uudemmissa järjestelmissä käytetään nykyään kuitenkin tavallisesti lähes optimaalisia virheenkorjauskoodeja, jotka hyödyntävät turbo-dekoodauksen periaatetta, jossa dekooderi iteroi kohti haluttua ratkaisua. Esimerkkejä tällaisista virheenkorjauskoodaustyypeistä ovat turbokoodit ja LDPC-koodit, jotka toimivat lähellä Shannonin raja-arvoa additiivisen valkoisen gaussisen kohinan (Additive White Gaussian Noise, AWGN) kanavalla. Joissakin järjestelmissä, joissa nämä koodit on toteutettu, ne on yhdistetty joko Reed-Solomon-koodeihin (esimerkiksi MediaFLO-järjestelmässä) tai BCH-koodeihin (DVB-S2-järjestelmässä) parantaakseen näille koodeille ominaista virhetasoa suurilla signaali-kohinasuhteilla.

Adaptiivinen lähetysmuoto Muokkaa

Kestävyyttä vaikeissa kanavaolosuhteissa voidaan parantaa entisestään, jos kanavaa koskevaa tietoa lähetetään paluukanavan kautta. Tämän palautetiedon perusteella adaptiivista modulointia, kanavakoodausta ja tehonjakoa voidaan soveltaa kaikkiin alikantoaaltoihin tai erikseen kuhunkin alikantoaaltoon. Jälkimmäisessä tapauksessa, jos tietty taajuusalue kärsii häiriöistä tai vaimennuksesta, kyseisellä alueella olevat kantoaallot voidaan poistaa käytöstä tai saada toimimaan hitaammin soveltamalla näihin alikantoaaltoihin kestävämpää modulaatiota tai virhekoodausta.

Käsitteellä diskreetti moniäänimodulaatio (DMT) tarkoitetaan OFDM-pohjaisia tiedonsiirtojärjestelmiä, joissa lähetys sovitetaan kanavaolosuhteisiin kunkin alikantoaallon osalta erikseen niin sanotun bittilatauksen (bit-loading) avulla. Esimerkkejä ovat ADSL ja VDSL.

Nopeuksia ylös- ja alaspäin voidaan vaihdella varaamalla joko enemmän tai vähemmän kantoaaltoja kuhunkin tarkoitukseen. Jotkin nopeussopeutuvan DSL:n muodot käyttävät tätä ominaisuutta reaaliaikaisesti, jolloin bittinopeus mukautuu yhteiskanavahäiriöihin ja kaistanleveys jaetaan sille tilaajalle, joka sitä eniten tarvitsee.

OFDM laajennettu monipuolista pääsyä Muokkaa

Ensisijaisessa muodossaan OFDM:ää pidetään digitaalisena modulaatiotekniikkana eikä monikäyttäjäkanavaan pääsyn menetelmänä, koska sitä käytetään yhden bittivirran siirtämiseen yhdellä tiedonsiirtokanavalla käyttäen yhtä OFDM-symbolien sarjaa. OFDM voidaan kuitenkin yhdistää monikäyttöön käyttämällä käyttäjien aika-, taajuus- tai koodauserottelua.

Ortogonaalisessa taajuusjakoisessa monikäytössä (OFDMA, orthogonal frequency-division multiple access) taajuusjakoinen monikäyttö saavutetaan osoittamalla eri OFDM-alakanavat eri käyttäjille. OFDMA tukee eriytettyä palvelun laatua osoittamalla eri käyttäjille eri määrä alikantoaaltoja samaan tapaan kuin CDMA:ssa, ja näin voidaan välttää monimutkaiset pakettien aikataulutus- tai mediakäytönohjausjärjestelmät. OFDMA:ta käytetään:

• IEEE 802.16 Wireless MAN -standardin liikkuvuustilassa, jota kutsutaan yleisesti WiMAX:ksi,
• IEEE 802.20 mobile Wireless MAN -standardissa, jota kutsutaan yleisesti MBWA:ksi,
• 3GPP:n neljännen sukupolven langattoman laajakaistaisen mobiililaajakaistastandardin (Long Term Evolution, LTE) downlinkissä. Radiorajapinta oli aiemmin nimeltään High Speed OFDM Packet Access (HSOPA), nyt nimeltään Evolved UMTS Terrestrial Radio Access (E-UTRA).
• 3GPP 5G NR (New Radio) viidennen sukupolven matkaviestinverkkostandardin downlink ja uplink. 5G NR on LTE:n seuraaja.
• Nyttemmin lakkautettu Qualcomm/3GPP2 Ultra Mobile Broadband (UMB) -projekti, joka oli tarkoitettu CDMA2000:n seuraajaksi, mutta korvattiin LTE:llä.

OFDMA on myös IEEE 802.22:n langattomien alueverkkojen (Wireless Regional Area Networks, WRAN) ehdokkaana oleva liityntämenetelmä. Hankkeen tavoitteena on suunnitella ensimmäinen kognitiiviseen radioon perustuva standardi, joka toimii VHF- ja matalilla UHF-taajuuksilla (TV-taajuus).

• 802.11-standardin uusin muutos 802.11ax sisältää OFDMA:n korkean hyötysuhteen ja samanaikaisen tiedonsiirron mahdollistamiseksi.

Monikantoaaltokoodijakoinen moniliityntäpysäköintiin (MC-CDMA, multi-carrier code division multiple access), josta käytetään myös nimeä OFDM-CDMA, OFDM:ää yhdistetään CDMA-hajautettuun tiedonsiirtoon, jotta voidaan tehdä koodauserotusta käyttäjien välillä. Rinnakkaiskanavahäiriöitä voidaan lieventää, mikä tarkoittaa, että manuaalista kiinteän kanavan jakamisen (FCA) taajuussuunnittelua yksinkertaistetaan tai monimutkaisia dynaamisia kanavanjakojärjestelmiä (DCA) vältetään.

Tiladiversiteetti Muokkaa

OfDM-pohjaisissa laajakaistalähetyksissä vastaanottimet hyötyvät siitä, että ne voivat vastaanottaa signaaleja useilta alueellisesti hajallaan olevilta lähettimiltä yhtäaikaisesti, koska lähettimet häiritsevät tuhoavasti toistensa kanssa vain rajallisella määrällä alatukitelaitteita, kun taas yleensä ne itse asiassa parantavat peittävyydeltään laajalla alueella. Tämä on erittäin hyödyllistä monissa maissa, koska se mahdollistaa kansallisten yksitaajuusverkkojen (SFN) toiminnan, jossa monet lähettimet lähettävät samaa signaalia samanaikaisesti samalla kanavataajuudella. SFN-verkot käyttävät käytettävissä olevia taajuuksia tehokkaammin kuin perinteiset monitaajuuslähetysverkot (MFN), joissa ohjelmasisältöä toistetaan eri kantoaaltotaajuuksilla. SFN-verkot johtavat myös monimuotoisuushyötyyn vastaanottimissa, jotka sijaitsevat lähettimien puolivälissä. Peittoalue laajenee ja katkostodennäköisyys pienenee MFN-verkkoon verrattuna, koska vastaanotetun signaalin voimakkuus on kasvanut kaikkien alikantoaaltojen keskiarvona.

Vaikka suojaväli sisältää vain redundanttia dataa, mikä tarkoittaa, että se pienentää kapasiteettia, jotkin OFDM-pohjaiset järjestelmät, kuten jotkin yleisradiolähetysjärjestelmät, käyttävät tarkoituksellisesti pitkää suojaväliä salliakseen, että lähettimet voidaan sijoittaa SFN-verkoissa kauemmaksi toisistaan, ja pidemmät suojavälijaksot mahdollistavat suuremmat SFN-verkkosolujen solukoot. Nyrkkisääntö SFN:n lähettimien väliselle enimmäisetäisyydelle on sama kuin etäisyys, jonka signaali kulkee suojavälin aikana – esimerkiksi 200 mikrosekunnin suojaväli sallisi lähettimien olevan 60 km:n etäisyydellä toisistaan.

Yksitaajuusverkko on eräs lähetinmakrodiversiteetin muoto. Konseptia voidaan käyttää edelleen dynaamisissa yksitaajuusverkoissa (DSFN), joissa SFN-ryhmittelyä muutetaan aikavälistä toiseen.

OFDM voidaan yhdistää muihin tiladiversiteetin muotoihin, esimerkiksi antenniryhmiin ja MIMO-kanaviin. Näin tehdään IEEE 802.11 Wireless LAN -standardeissa.

Lineaarinen lähettimen tehovahvistin Muokkaa

OFDM-signaalissa on suuri huippu-keskitehosuhde (PAPR), koska alikantoaaltojen itsenäiset vaiheet tarkoittavat, että ne yhdistyvät usein rakentavasti. Tämän korkean PAPR:n käsittely vaatii:

• Korkearesoluutioinen digitaali-analogiamuunnin (DAC) lähettimessä
• Korkearesoluutioinen analogia-digitaalimuunnin (ADC) vastaanottimessa
• Lineaarinen signaaliketju

Jokainen muu kuinlineaarisuus signaaliketjussa aiheuttaa intermodulaatiovääristymiä, jotka

• nostavat kohinatasoa
• voivat aiheuttaa kantoaaltojen välisiä häiriöitä
• luovat kaistan ulkopuolista häiritsevää säteilyä

Lineaarisuusvaatimus on vaativa, erityisesti lähettimen RF-lähtöpiireille, joissa vahvistimet on usein suunniteltu epälineaarisiksi virrankulutuksen minimoimiseksi. Käytännön OFDM-järjestelmissä sallitaan pieni määrä piikkileikkausta PAPR:n rajoittamiseksi, mikä on järkevä kompromissi edellä mainittuja seurauksia vastaan. Lähettimen ulostulosuodatin, jota tarvitaan kaistan ulkopuolisten spurssien vähentämiseksi sallituille tasoille, palauttaa kuitenkin leikatut huipputasot, joten leikkaaminen ei ole tehokas tapa vähentää PAPR:ää.

Vaikka OFDM:n spektrinen hyötysuhde on houkutteleva sekä maanpäällisessä että avaruusviestinnässä, korkeat PAPR-vaatimukset ovat toistaiseksi rajoittaneet OFDM-sovellukset maanpäällisiin järjestelmiin.

Korjauskerroin CF (dB:ssä) OFDM-järjestelmässä, jossa on n korreloimatonta alikantoaaltoa, on

C F = 10 log 10 ( n ) + C F c {\displaystyle CF=10\log _{10}(n)+CF_{c}}}

jossa CFc on kunkin alitukialueen crest-kerroin (dB:ssä) (CFc on 3,01 dB BPSK- ja QPSK-modulaatiossa käytetyille siniaalloille).

Esimerkiksi 2K-tilassa oleva DVB-T-signaali koostuu 1705:stä alitukialueen kantoaallosta, joista kukin on QPSK-moduloitu, jolloin crest-kerroin on 35.32 dB.

Lukuisia PAPR:n (tai crest-kertoimen) vähentämistekniikoita on kehitetty, esimerkiksi intertaive clippingiin perustuvia.

FM-vastaanottimelta vaadittava dynaaminen alue on 120 dB, kun taas DAB-vastaanottimelta vaaditaan vain noin 90 dB. Vertailun vuoksi jokainen ylimääräinen bitti näytettä kohden lisää dynaamista aluetta 6 dB.